Главная - Литература

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 [59] 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188 189 190 191 192 193 194 195 196 197 198 199 200 201 202 203 204 205 206 207 208 209 210 211 212 213 214 215 216 217 218 219 220 221 222 223 224 225 226 227 228 229 230 231 232 233

ной модуляции осуществляется с помощью балансного модулятора (рис. 5-21). Балансный модулятор состоит из двух модуляторов, соединенных так,что напряжение несущей частоты

Резонансная кривая /частотного фильтра.


частота

Модулирующий сигнал

Напряжение на выходе первого балансного шЯуля/порл

Напряжение на дыходе первого фильтра

Напряжете на Выходе второго балансного модулятора

Напряжение на выходе второго фильтра

Принятый однополо сный сигнал плюс восстанодл. несущая {на Входе детектора)

Дриод/лированный сигнал

lllll

1

Hllljll.l,

/[ill

.1,1,

,1.1.

lllll

,1,1,

Частота

Рис. 5-22. Отфильтровьшание боковой полосы длянолучения однопо лосного сигнала.

а - использование избирательного фильтра для получения однополосного сигнала; 6 - применение многократной модуляции и отфильтровывай ия для получения однополосиого сигнала на высокой

частоте.

подается на вход каждого нз них в одинаковой фазе, а напряжение модулирующих частот вводится в иих противофазно. На выходе обоих модуляторов в общей для них нагрузке напряжение равно:

U, = 11 COS at 4- -jj- COS (с,

-j- --g cos (со - Q) t;

Ms = Ua COS at + -g- COS [(со 4 Q) t 4 7t) 4- -+ COS [(<0 -Q)t- 1t.

(5-34)

(5-35)

сигнала. Наиболее часто используется способ отфильтровывания верхней или иижией боковой полосы у сигнала с подавленной несущей. Это показано на рис. 5-22, а. Однако в большинстве случаев отношение самой низкой частоты модуляции к несущей частоте столь мало, что одна боковая полоса не может быть отделена от другой с помощью фильтра. Например, на несущей 1 Мгц фильтра ие смогут разделить боковые полосы, отстоящие друг от друга на 100 гц. В этом случае поступают следующим образом. Первоначально осуществляют балансную модуляцию несущей, частота которой невысокая. Тогда отношение модулирующей частоты к несущей достаточно велико для того, чтобы легко отфильтровать одну из боковых полос. Затем выделенной боковой полосой модулируют другую несущую более высокой частоты. Новые боковые полосы будут значительно разнесены и их легко отфильтровать. Этот процесс повторяют несколько раз, пока не повысят частоты сигнала до рабочей частоты радиопередатчика. Частота местного гетеродина, восстанавливающего несущую в приемнике, подбирается такой, чтобы получить при демодуляции первоначальный сигнал. Описанная система выделения одной боковой полосы поясняется рис. 5-22, б. Она применяется в однополосиых многоканальных системах телефонных передач, когда необходимо максимальное уплотнение каналов для передачи по одному коаксиальному кабелю.

Наиболее удовлетворительная фильтрация получается с помощью электромеханических фильтров. Этн фильтры обладают чрезвычайно острой избирательностью. Например, на 250 кгц при полосе пропускания 3,2 кгц на уровне - 3 дб избирательность характеризуется затуханием в 40-60 дб для частот, отстоящих на 600 гц от границ полосы пропускания, для которых принято затухание 3 дб.

Результирующее напряжение на выходе балансного модулятора

Модулирующий сигнал

и = их - и - Uq COS (со 4- Щ t 4 4- Uа cos (со - Q)t.

(5-36)

Несущая Uw

При строго сбалансированной схеме, когда напряжение £/ш от каждого плеча одинаковы, происходит полное подавление несущей частоты. На выходе схемы имеют место только напряжения боковых частот Р. и m - Q. В качестве нелинейных элементов, изображенных на рис. 5-21, обычно используются диоды.

5-46. Получение однополосного сигнала. Имеется два способа исключения неиспользуемой боковой полосы для получения однополосного

Однополос-JL нь/й сигнал

Рис. 5-23. Блок-схема однополосного модулятора с фазовым дискриминатором. 1.2 - 90-градусный фазовращатель; 3. 4 - балансный модулятор.

Подавление несущей боковой полосы возможно также с помощью фазового дискриминатора (см. рис. 5-23). Напряжения несущей частоты и модулирующего сигнала в одном балансном модуляторе сдвинуты по фазе на 90°



Фазовая и частотная модуляция

относительно напряжении несущей частоты и модулирующего сигнала в другом балансном модуляторе. Выходные напряжения обоих модуляторов выражаются уравнениями (5-37) и (5-38), если имеет место опережение по фазе на 90°,

u>t -

+ -2L)]; (5-37)

: COS(M + Q)* +

-f cos (<*

Q)t.

(5-38)

Результирующее выходное напряжение модулятора

"вых=и1+и2=[/2С08(<й -&)t. (5-39)

При сдвиге фаз +90° происходит подавление верхних боковых полос. Наоборот, нижние боковые полосы могут быть подавлены при сдвиге фаз -90°. Все частотные составляющие модулирующего сигнала также должны быть смещены по фазе на + 90° или -90° в соответствии с фазой колебаний несущей частоты. Для этого применяется широкополосный фильтр (см.§ 17-3), дающий сдвиг фаз 90° для всех интересующих нас частот. Если некоторые фазовые искажения при модуляции допустимы, то допускается иметь фазовый сдвиг, не точно равный 90°. Модулирующий сигнал может подводиться к каждому модулятору по отдельным цепям, но так, чтобы фазовый сдвиг сигнала на балансных модуляторах составлял 90°.

Ограничением при практическом использовании этого типа однополосного модулятора являются требуемые высокие точности фазового сдвига и постоянства амплитуды для получения необходимого подавления одной боковой полосы. Неравенство амплитуде 1 дб и фазовая ошибка в Г снижают подавление нежелательных составляющих до 40 дб. Для уменьшения взаимных влияний между каналами подавление неиспользуемой боковой должно быть не меньше 40 дб.

В рассмотренных методах однополосной модуляции сигнал получают на низких уровнях мощности. Поэтому требуется усиление мощности. Для этого используются высокочастотные усилители класса В. Хотя спектр однополосного сигнала идентичен спектру модулирующего сигнала, однако каждая частотная составляющая однополосного сигнала является высокочастотной. В результате мгновенная амплитуда огибающей не сохраняет модулирующий сигнал, как в обычной амплитудной модуляции. Клиппирование - срезание пиков модуляции или нелинейное усиление - приводит к образованию многих суммарных и разностных частот, которые выходят за пределы полосы, отведенной для данного канала, и накладываются на спектр соседних каналов. Уровень сигнала в данном канале должен на 40 дб превосходить уровень, наложенный от соседнего канала. Для получения необходимой линейности в высокочастотных каскадах усиления мощности класса В применяется отрицательная обратная

связь. Поскольку клиппирование модулирующего сигнала до модуляции не обеспечивает постоянства амплитуды высокочастотных колебаний, применяют автоматическую регулировку усиления предыдущих каскадов, чтобы избежать клиппирования в оконечном каскаде.

5-5. ФАЗОВАЯ И ЧАСТОТНАЯ МОДУЛЯЦИЯ

Сообщение может быть передано посредством изменения любого из параметров синусоидального колебания в соответствии с модулирующим напряжением. Несущие колебания описы,-ваются выражением

и (t) = Uw sin в, (5-40)

в = at + ф.

Эти колебания могут быть сделаны носителем сообщения, если промодулировать амплитуду или мгновенный фазовый угол в. Известны два типа модуляции фазового угла, применяющиеся иа практике. Это - фазовая модуляция и частотная модуляция.

При фазовой модуляции мгновенное значение фазового угла в изменяется под воздействием модулирующего сигнала. Как показано в п. 5-66, фазовая модуляция используется для получения частотной модуляции. Фазово-моду-лированные колебания при модуляции синусоидальным напряжением описываются следующим выражением:

и (г) = ию sin (tot + Ф + ДФ cos Qt), (5-41)

где Лф - максимальное изменение фазы под действием модулирующего сигнала (так называемая девиация фазы); й - угловая частота модулирующего сигнала, рад/сек. При частотной модуляции мгновенная частота колебаний изменяется в соответствии с модулирующим сигналом. Частота представляет собою скорость изменения фазового угла, т. е.

~ 2и dt "

(5-42)

При частотной модуляции синусоидальным напряжением \

/ = /„ +A/cosQr (5-43)

где А/ - максимальное отклонение частоты под действием модулирующего сигнала (так называемая девиация частоты).

Мгновенный общий фазовый угол равен

в = 2я fdf-Учитывая (5-43),

в„

(5-44)

Полное выражение колебаний, промоделированных по частоте одной синусоидой, имеет вид

U(t):

- Ua sin j <V -

sinQf + в0). (5-46)



Максимальная разность между частотами модулированных и немодулированных колебаний называется девиацией частоты Д/. Отношение девиации частоты к модулирующей частоте называется индексом модуляции. Глубина частотной модуляции обычно определяется как отношение девиации частоты Д/, соответствующей данной силе сигнала, к максимальной девиации частоты, возможной в схеме. Таким образом, глубина частотной модуляции не является свойством самого сигнала.

5-5а. Спектр частотной модуляции. Частотные спектры фазовой или частотной модуляции могут быть получены применением основного разтожения каждому колебанию. Рассмотрим частотно-модулированные колебания вида

ts>at + ~ sin Qt

[sin a0t cos ( ~ sin Qt

sin Qt

(5-47)

и (t) = иш sin = U,

-\- cos <A0t sin

функций Бесселя:

Qt) = Jo () + 2ps cos 2Qt +

нулевого порядка;

Ji (j) - бесселева функция первого рода

первого порядка и т.Д.Аргументом функций Бесселя является отно-Д/

шение -=, . F

Подставив функции Бесселя в выражение (5-47) и используя формулу

2 sin A cos В = sin (А + В) + sin (А В), после преобразований получим.

и (t) = ил {/о (У) sin <*0t +

+ Ji f f) sin (co0 -\-Q)t - Ji ljpj sin (co0 Q) г +

+ Л (тГ) Sin К + 2Q) t - Л (T) sin (a

- 2£2) t + /3

Член cos l~ sin

T7 /

sin (<й0 -f- 3Q) t -

равен следующему ряду

cos (=r sin

cos 4Qt +

(5-48)

- Л (У) sin К - 3Q) * + ...J. (5-50)

Это выражение определяет спектр частотно-модулированного сигнала.

При модуляции напряжением одной синусоиды спектр частотно-модулированных колебаний содержит бесконечное число боковых сос-

§ 0,2

>

5 6 7 й ф или ~

Рис. 5-24. Коэффициенты Бесселя для несущей и первых девяти боковых составляющих фазово- или частотно-модулированных колебаний.

/Д/ . \ тавляющих, частоты которых разнятся на вели-

Члеи sin ( у sin Qt\ равен следующему ряду чину Q а амплитуды определяются коэффициен-

функций Бесселя: тами Бесселя в уравнений (5-50). Коэффициенты

Af \ г /да Бесселя являются функциями отношения ,

7":"пЛ=2 A()sinQ<+

sin ~ sin 2/

Л (У sin 3£И

Девиация частоты Д/ и амплитуды боковых сос-(5-49) тавляющих зависят от амплитуды модулирую-" щего сигнала. Амплитуда колебаний несущей



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 [59] 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188 189 190 191 192 193 194 195 196 197 198 199 200 201 202 203 204 205 206 207 208 209 210 211 212 213 214 215 216 217 218 219 220 221 222 223 224 225 226 227 228 229 230 231 232 233



0.002