Дк достигается изменение напряжения на выходе 2 в соответствии с функцией FK (9). Однако при этом РЛС получается весьма сложной, вследствие чего более предпочтительной оказывается схема, изображенная на рис. 5.15. При последующем изложении именно эта схема будет иметься в виду.

При применении ненаправленных компенсационных антенн или антенн с диаграммой направленности, изображенной на рис. 5.17 штрих-пунктирной кривой, идеальная компенсация помех принципиально невозможна. Поэтому компенсационные приемники делаются так, чтобы во всех случаях, когда антенной А0 принимаются помеховые сигналы с направлений соответствующих наибольшему из боковых лепестков ее диаграммы направленности, выполнялось неравенство «д к > "до- В таких условиях возникает эффект перекомпенсации помех и ослабление полезного сигнала на выходе вычитающего устройства.

Ослабление полезного сигнала в наибольшей мере проявляется при ненаправленной компенсационной антенне и построении приемника РЛС в соответствии со схемой, показанной на рис. 5.15, и связано с одновременным его появлением на выходе детекторов Д0 и Д„. Если наряду с полезным сигналом и0 (/) действует помеха, источник которой лежит в зоне действия боковых лепестков антенны А0, то наличие эффекта перекомпенсации приводит к дополнительному его ослаблению, а при достаточнс мощной помехе возможно полное подавление полезного сигнала.

Сравнительно редкими совпадения по времени действия полезных сигналов и помех бывают в тех случаях, когда помехи порождаются отражениями от местных предметов, излучениями соседних радиолокационных передатчиков или передатчиками хаотических импульсных помех с большой средней скважностью импульсов. Если источниками помех являются земля или водная поверхность, то эффективность РЛС с амплитудной компенсацией заметно понижается. Это объясняется тем, что помеховые сигналы, поступающие от земли или водной поверхности, по существу представляют собой хаотически следующие импульсы со случайными амплитудами и длительностями. Количество таких импульсов в единицу времени может быть столь большим, что они будут часто совпадать с импульсами полезных сигналов, а их мощность может оказаться достаточной для подавления полезного сигнала. Низкая эффективность амплитудного метода 213

компенсации может быть и при действии достаточно интенсивных специально организованных шумовых и хаотических импульсных помех; при этом импульсы помех последнего вида должны иметь среднюю частоту повторения во много раз большую, чем частота повторения зондирующих сигналов РЛС.

Помимо сказанного выше, амплитудному методу компенсации свойственен и другой недостаток. Он состоит в дополнительном уменьшении чувствительности РЛС за счет шумов компенсационного приемника. В самом деле, если не учитывать флуктуации напряжения, вырабатываемого местным гетеродином, то шумы основного и компенсационного приемников являются независимыми. Поэтому дисперсия сТщд шумов на выходе вычитающего устройства при отсутствии полезных и внешних помеховых сигналов равна

Здесь Ощо и сТшк - дисперсии шумов, образующихся на выходах детекторов Д0 и Дв, а коэффициент передачи вычитающего устройства предполагается равным единице.

Если амплитудно-частотные характеристики основного и компенсационного приемников идентичны, а источники их внутренних шумов имеют одинаковые мощности, то чувствительность РЛС с устройством компенсации вдвое хуже, чем при его отсутствии. Это приводит к выводу о целесообразности выключения компенсационного приемника при работе РЛС в условиях, когда на нее не действуют внешние радиопомехи.

Повышению чувствительности РЛС с компенсационным приемником способствует как можно меньший коэффициент передачи последнего, а для требуемой компенсации помех следует увеличить соответствующим образом усиление компенсационной антенны. Вследствие этого антенна Ак должна быть направленной и преобразовывать принимаемые сигналы так, чтобы осуществлялась компенсация помех, источники которых размещаются в заранее заданном секторе пространства относительно РЛС.

Амплитудный метод компенсации помех реализуется технически сравнительно просто и, несмотря на присущие ему недостатки, часто может обеспечивать высокую эффективность импульсных РЛС при их работе в условиях отражений радиосигналов от местных предметов. Он, кроме того, явля-

ется достаточно универсальным при защите от Специально организованных радиопомех, действующих по боковым лепесткам приема сигналов антеннами, и может использоваться не только в радиолокации, айв других областях радиоэлектроники.

"3. Когерентный метод компенсации помех

Как и амплитудный, когерентный метод компенсации помех возможен при наличии двух радиоприемников: основного и компенсационного (называемого также вспомогательным). Компенсационный приемник должен принимать лишь помехи, а основной - смесь полезного и помехового сигналов. При когерентном методе осуществляется компенсация помех, действующих по боковым лепесткам диаграммы направленности приемной антенны основного приемника.

Сущность когерентного метода компенсации помех, именуемого часто амплитудно-фазовым, состоит в том, что теми или иными средствами обеспечивается получение одинаковых по интенсивности и противоположных по фазе помеховых сигналов на выходах усилителей высокой или промежуточной частоты в основном и компенсационном приемниках. С этих усилителей напряжения помех, а также полезный сигнал основного радиоприемника подаются на сумматор.

Поскольку усилители высокой и промежуточной частот в основном и компенсационном приемниках являются линейными преобразователями, помехи на выходе сумматора устраняются, а сигнал остается без изменений и используется для дальнейшей обработки. Полная компенсация помех без ослабления полезного сигнала достигается лишь при применении компенсационных антенн с диаграммами направленности, показанными на рис. 5.16. Если компенсационная антенна имеет диаграмму направленности, отличную от по-казгнной на рис. 5.16, то, как и при амплитудном методе, наряду с компенсацией помех будет происходить ослабление гоезного сигнала. Однако степень этого ослабления будет меньше, поскольку при когерентном методе не производится нелинейная обработка полезного сигнала и помех. Более детально этот вопрос рассматривается ниже.

Технически когерентная компенсация более просто реализуется при обработке напряжений промежуточной частоты, вследствие чего все последующее изложение относится к напряжениям этого вида.

Возможны различные способы ссушествления когерентной компенсации помех. Пр остейший из них сводится к разработке соответствующег о радиотехнического устройства, у которого помеховые си гналы ип0 (t) и ыпк (t) на выходах усилителей промежуточн ой частоты (УПЧ) основного и компенсационного приемников противоположны по фазе.

В реальных условиях получение противофазных помеховых сигналов на выходах УПЧ основного и компенсационного приемников практически невозможно. Это связано с имеющимися всегда различиями в фазово-частотных характеристиках основного и компенсационного приемников, а также нестабильностью частот передатчиков, формирующих помеховые сигналы. Сказанное означает, что при реализации когерентного метода компенсации помех необходимо учитывать различие огибающих и фаз у напряжений uno (t) и ипк (t). В таких условиях система когерентной компенсации помех должна осуществлять автоматическое изменение огибающей и фазы напряжения ыпн (/) так, чтобы выходной сигнал uKz (t) этой системы равнялся - ып0 (/). В результате суммирования «Kz (0 и "по (0 осуществляется компенсация помех.

Имеется по крайней мере два способа получения требуемого напряжения ыке (t) из uaK(t). Первый из них основывается на применении квадратурных преобразователей [167, 167а], хорошо известных в теории оптимального приема, а второй способ предусматривает использование системы АРУ в компенсационном приемнике, которая при отсутствии полезных сигналов работает под действием разностного напряжения ипо (t) - иа1{ (t), и системы автоматического регулирования фазы у напряжения ипк (t) [97].

Система компенсации помех с квадратурными преобразователями. Принцип компенсации помех с помощью квадратурных преобразователей удобно проиллюстрировать на примере, когда uao(t) и ипк (t) - гармонические сигналы с одинаковой частотой, но различными амплитудами и начальными фазами. Эти напряжения можно представить в векторной форме, как показано на рис. 5.19. На рис. 5.19 видно, что для получения вектора u„s =-un0 необходимо иметь два напряжения, которые характеризуются взаимно перпендикулярными векторами ипк1 и uDKi. Векторы иПк1 и ипк2 должны быть равны

ипк1 ~ - к1 иак и ипк 2 - кг ицк к*

где ипи к = "пк . а угол между векторами ипк и unK к составляет 90°. При этом коэффициенты пропорциональности кг и к2 выбираются так, чтобы выполнялось равенство

- к. "пи + К, UnK „ --= UkS = - Uno.

Рис. 5.19.

Схема устройства, обеспечивающего когерентную компенсацию помех с помощью квадратурных преобразователей, показана на рис. 5.20. Она содержит корреляторы Kopt и Кор2, усилители Yj и У2 с регулируемыми коэффициентами передачи, фазовращатель ФВ, обеспечивающий получение квадратурной составляющей напряжения ыпк (t) и сумматор 2.

Если с УПЧ основного и компенсационного радиоприемников поступают напряжения помех нпо (() и ипк (0, которые в последующем считаются узкополосными стационарными случайными процессами, то выходное напряжение их сумматора 2 с единичным коэффициентом передачи будет равно

«2 (/) - UnQ (/) 4- Ку1 иаи (t) + Ку2 U пк к (0.

(5.2.7)

Здесь и куг - коэффициенты передачи усилителей Уг и У2, обеспечивающих практически безынерционное преобразование цпк (0 и ип„ „ (0 соответственно. Они изменяются пропорционально напряжениям, вырабатываемым

Хорт

Рис. 5.20.

корреляторами Кор! и Кор2 и равны

ку1 = «1 {ипн (f\ux (0} ср. (5.2.8)

/су2 = к2 {иак к (()uj:(t)} ср, (5.2.9)

где символ {•} ср здесь и далее означает операцию вычисления средней составляющей; к, и к: - коэффициенты пропорциональности.

Подставляя в формулы (5.2.8) и (5.2.9) функцию ы2 (t), определяемую соотношением (5.2.7), и учитывая, что взаимная корреляция между двумя квадратурными напряжениями м„„ (0 и «Пк к (0 в один и тот же момент времени отсутствует, получаем

KiL= кЛи™и)*а«и))Ср (5.2.10)

к1 {"по (0 ипк к (/)}ср (5 2 11)

Здесь о2пн - дисперсия напряжения нпк к (t), равная дисперсии напряжения иик к (t), причем математические ожидания напряжений нпк (t) и ипк к (<) считаются равными нулю.

На основе соотношений (5.2.7), (5.2.10) и (5.2.11) находим следующую формулу, которая определяет мгновенное значение помехового сигнала на выходе 2 (рис. 5.20):

иг (0 = иа0 (0 + b{«noU)unK(t))DP и (/) +

{ипо«)иПкк«)}ср ,Vb(. (5.2.12)

Если напряжения помех цпо (0 и unK (t) являются узкополосными случайными процессами и отличаются друг от друга значениями огибающих в каждый момент времени и фазовым сдвигом, то

"no (0 = Una (i) cos [сопр / 4- cp0 (01, (5.2.1 3)

«пк (0 = t/n„ (/) COS [ ШПр / + фк (/) ] = UnK (0 cos [сопр t + .

+ Ф0(0 + Дф(0], (5-2.14)

ипи к (0 - пн (0 sin [сопр * + ФЦ (0 + Аф (01- (5-2.15)