гЧ ЛЗ

u2(tj

Рис. 5,23.

(на рис. 5.23 не показан), подается на ультразвуковую линию задержки ЛЗ и усилитель У2. Линия задержки обеспечивает задержку выходных импульсных сигналов на время Ти, равное периоду повторения зондирующих импульсов РЛС. Выход ЛЗ связан с усилителем Ух. Напряжения с У} и У2 подаются на вычитающее устройство (ВУ) и далее на фазовый детектор (ФД), куда поступает также опорное напряжение ноп (f). Последнее должно быть когерентным с сигналом промежуточной частоты «с (t).

Когерентность напряжений ис (i) и иоп (t) может обеспечиваться генераторами, входящими в состав РЛС, или благодаря использованию сигналов, поступающих от неподвижных объектов. В соответствии с этим различают РЛС с внутренней и внешней когерентностями [147]. Типовая схема приемо-передатчика РЛС с внутренней когерентностью при генерировании высокочастотных колебаний магнетроном показана на рис. 5.24.

Часть сигнала, вырабатываемого магнетронным генератором (М), работой которого управляют импульсный модулятор (ИМ) и генератор пусковых импульсов (ГПИ), подается на смеситель См2, куда поступает также напряжение стабильного местного гетеродина (СМГ). На выходе смесителя См2 образуется сигнал промежуточной частоты сопр, синхронизирующий фазу колебаний когерентного гетеродина (КГ). Одновременно СМГ связан со смесителем СМЬ второй вход которого соединен с антенным переключателем (АП), пропускающим на Смх принимаемые антенной А сигналы. Вы-

Антенный переключатель

Высокочастотный синхронизи-

рующий f импульс

Рис. 5.24.

ходное напряжение См! имеет частоту <апр ± сод. Это напряжение подается на УПЧ.

Если РЛС облучает подвижную цель, то высокочастотный сигнал иа (() на входе приемника определяется соотношением (5.3.3.). Этот сигнал после прохождения им смесителя и УПЧ преобразуется в напряжение промежуточной частоты:

«с (i) = Uc cos [(сопр ± сод)? - <fj\. (5.3.4)

Здесь U0 и ф1 - амплитуда и начальная фаза напряжения ис {(); причем <р, зависит от ф„ и фазово-частотной характеристики трактов высокой и промежуточной частот приемника.

На выходах У, и У2 при допущении, что ЛЗ и Уь с одной стороны, а также У2 с другой стороны, имеют одинаковые коэффициенты передачи и не изменяют фазы сигнала ыс (/), будем иметь напряжения Uj (/) и «2 (/), равные

щ (/) = (/, cos [(<аяр ± <»„)(/ - Г„) - qij, (5.3.5)

u2(f) = Ui cos l(conp ± сйдК- fj. (5.3.6)

При этом «2 (0 представляет собой импульс, действующий на выходе УПЧ в данный момент времени t, а «х (t) определяет импульс, существующий одновременно с «2 (t), но порожденный предыдущим зондирующим сигналом РЛС.

Вычитающим устройством формируется напряжение

иву (0 = «1 (О - «2 (0 = sin КР ± со„) X

X sin [КР ± сод) (t-0,5Ta)(5.3.7)

Учитывая, что опорное напряжение иоп (t) равно «оп(0 = = Uon sin cDnp t, а фазовый детектор выполняет операцию умножения входных сигналов и выделения напряжения разностной фазы, находим

«фд (0 = Кфъ ui sin (coDP ± <Од) -у- cos [ ± шд I -

-(со11Р±»д)--Ф,] • (5.3.8)

Здесь кфд - коэффициент передачи фазового детектора.

Полученное напряжение является гармоническим в пределах длительности импульса ти, имеет частоту сод и амплитуду, равную

Фд = «фд Vi • sin КР ± (Од) . (5.3.9)

Если бы на вход приемника РЛС поступал сигнал от неподвижной цели стой же интенсивностью, что и от подвижного объекта, то сод = 0 и

"ФдС) = кФд Ui sin -fs- cos i£nIs--ф1у (5.з. Ю)

Напряжение ифп (г), определяемое формулой (5.3.10), не зависит от времени в пределах существования импульса и равно нулю при 0,5<опрТи = п/прГи = fen (fe= 0, 1, 2, ...), где /

пр - мп р/2л. Последнее условие означает, что полная компенсация сигналов, обусловленных отражениями электромагнитных волн от неподвижных объектов, возможна лишь в тех случаях, когда промежуточная частота сопр кратна периоду повторения зондирующих импульсов.

При получении формул (5.3.8) и (5.3.10) предполагалось, что ЛЗ обеспечивает задержку входных сигналов точно на период Ти их повторения. На практике это обычно не выполнимо. Высокое качество подавления мешающих воздействий обеспечивается при ошибке Ата задержки входного сигнала, не превышающей нескольких процентов от периода TDP = = 1 пр. Если, например, погрешность Дт3 = 0,06Тпр, /Пр = 30 МГц и Г„ = 1000 мкс, то величина Дт3/Ти должна составлять 2-10~6. Удовлетворение такому требованию и реализация на практике равенства я/прТи = fen (fe = = 0,1,2, ...), вызывают необходимость создания весьма сложного устройства компенсации, снабженного хорошо работающими системами автоматического регулирования его параметров и характеристик РЛС. Это ограничивает применение устройств череспериодной компенсации в тракте УПЧ.

Устройства череспериодной компенсации помех на видеочастоте разрабатываются в соответствии с функциональной схемой, приведенной на рис. 5.25. Здесь напряжение «Фд V), поступающее на модулятор (М), формируется фазовым детектором. На этот детектор подаются опорное напряжение иоп (t) и сигнал непосредственно с выхода УПЧ радиолокационного приемника. Если ыоп(/) = (70D coso/, 238

Рис. S.25.

а на выходе УПЧ приемника образуется импульсный сигнал ы„п (0. обусловленный отражением радиоволн от неподвижного объекта и равный

"нп (0 = Уна COS (С0пр / - фнп),

где Uaa и фнп - амплитуда и начальная фаза напряжения и„п ((), то фазовый детектор сформирует импульсы постоянного тока

«Фи (0 = 0,5(7ЯП кфд cos фНп (5.3.11)

с неизменной величиной 0,5с/нпКфд С05фнш длительностью ти и периодом повторения Тп.

При приеме сигналов от подвижной цели УПЧ вырабатывает напряжение, определяемое формулой (5.3.4). Поэтому на выходе фазового детектора образуется импульс

ифя (0 = 0,5(7С /сфд cos (±oV - фх) (5.3.12)

с длительностью ти.

Если длительность импульса ти достаточно мала по сравнению с величиной 1/£д = 2я/сод, то напряжение ифд (/), обусловленное движущейся целью, представляет собой видеоимпульсы, различные по высоте, зависящей от сод и фг Огибающая такого импульса определяется функцией cos (±«>д< - фх). В пределах ти выполняется приближенное равенство cos (±юд£ - фО « const, а высоту импульса с номером n(n=l, 2, ...) можно считать равной 0,5 кфд(Увх cos [±сод (ft - 1)ГИ - фд].

В РЛС с внешней когерентностью вместо фазового может использоваться амплитудный детектор. Он при одновременном приеме сигналов, поступающих от подвижной цели и неподвижного объекта, вырабатывает импульсы, модулированные по амплитуде, а при действии на РЛС импульсов, обусловленных только неподвижным объектом, формирует

сигналы с неизменной амплитудой. При применении амплитудного детектора РЛС часто называют некогерентными.

Анализ формул (5.3.11) и (5.3.12) приводит к выводу, что, осуществив на время Т„ задержку импульсов, формируемых фазовым детектором, и образовав разность между задержанными и незадержанными импульсами фазового детектора, можно компенсировать сигналы, обусловленные в РЛС отражениями от неподвижных объектов. Время Та составляет несколько сотен и более микросекунд. Поэтому для задержки импульсов приходится использовать ультразвуковые линии, питание которых необходимо осуществлять импульсными сигналами с несущими частотами 5-60 МГц [147]. Формирование таких сигналов и осуществляет модулятор (М) в схеме на рис. 5.25. Модулируемым является гармоническое напряжение ы( (/) с частотой 5-60 МГц, вырабатываемое генератором (Г).

Напряжение ы, (/), модулированное по амплитуде в общем случае биполярными импульсами и представляющее собой пакеты синусоидальных колебаний с постоянной длительностью и периодом следования Ти, подается на ультразвуковую ЛЗ и усилитель У2. С помощью ЛЗ осуществляется задержка выходных сигналов на время Т„, а назначение усилителей Yt и У2 то же самое, что и в схеме на рис. 5.23.

Детекторами Д! и Д2 выходные напряжения усилителей Vt и У2 преобразуются в видеоимпульсы, которые воздействуют на вычитающее устройство ВУ. Последнее при идеальной работе всех элементов вырабатывает видеоимпульсы, характеризующие подвижные цели, и обеспечивает нулевое выходное напряжение при поступлении на РЛС сигналов от неподвижных объектов. Выходные импульсы ВУ являются биполярными и изменяющимися во времени по амплитуде. Если для работы РЛС необходимы однополярные импульсы, то после ВУ устанавливается соответствующий преобразователь сигналов.

К устройствам компенсации помех на видеочастоте предъявляются менее жесткие требования, чем к устройствам, обеспечивающим чересперйодную компенсацию в трактах УПЧ приемников. Главные из этих требований сводятся к следующему [33, 147].:

- ошибка Дта во времени задержки сигнала должна составлять малую часть от длительности импульса (порядка 1 %), а не от периода Тар, как в системе компенсации на промежуточной частоте;

- допускается незначительная разница в коэффициентах передачи устройств, преобразующих незадержанный импульс и осуществляющих задержку сигналов.

Реализация второго требования облегчается системой АРУ, работающей под действием выходного напряжения ВУ и регулирующей коэффициент передачи усилителя У,, а удовлетворению первого требования способствует так называемый генератор пусковых импульсов [1471. Последний формирует периодически следующие во времени импульсы, моменты возникновения которых автоматически регулируются напряжением ВУ. Этими импульсами открывается модулятор (М) на рис. 5.25 и синхронизируется работа всей РЛС.

Из имеющихся в литературе данных (см., например, [147]) следует, что нескомпенсированный остаток напряжения помех, обусловленных отражениями от неподвижных объектов, может составлять всего 1 %.

Более детально основные свойства метода череспериодной компенсации на видеочастоте выявляются при рассмотрении компенсирующего устройства с линией задержки в качестве линейного фильтра. При этом для простоты рассуждений целесообразно считать, что импульсы «фД (/) с фазового детектора поступают на вход линии задержки ЛЗ (рис. 5.25). Усилитель У2 обеспечивает безыскаженную передачу незадержанных импульсов НфД (/), а ЛЗ совместно с Ух производит лишь задержку цфд (г) на время Та. Напряжение цфд (О при приеме сигналов от цели, перемещающейся с постоянной радиальной скоростью относительно РЛС, определяется соотношением (5.3.12). Задержанные с помощью ЛЗ и У, импульсы «фД (t) можно записать в виде

«у1 (0 = ыфд(/ - Та) = 0,5кфдс cosl±<oa(/ - Та) - <р,].

(5.3.13)

Вычитающее устройство (ВУ) вырабатывает импульсы иву (/) = иу1 (0 -ифа (0 = /сфд Uc sin ( ± ) х

ХсозК(;-0,5Ги)-ф1] (5.3.14)

Сравнение (5.3.12) и (5.3.14) показывает, что отношение амплитуд для напряжений иву \t) и ЫфД равно

9K) = 2sin(±