Главная - Литература

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 [40] 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82

Заменив <иа в этом соотношений на текущее значение частоты f, находим амплитудно-частотную характеристику

01(f) = 2sinn/TJ (5.3.15)

фильтра, характеризующего селективные свойства устройства череспериодной компенсации помех. Графически зависимость Ф (1)12 = sin п/Ти показана на рис. 5.26 (кривая /), из которого следует, что постоянное напряжение и гармоники частоты следования импульсов, равной 1/7п,этим фильтром не пропускаются. Но нефлуктуирующие и существующие бесконечное время импульсные сигналы, обусловленные отражениями радиоволн от неподвижных объектов как раз и характеризуются линейчатым амплитудным спектром с составляющими, частоты которых равны п1Тш, п=0, 1, 2,... Импульсы, которые порождаются движущимися целями, модулированы по амплитуде и составляющие их спектра не подавляются. Однако неподавление полезных сигналов че-респериодным компенсатором наблюдается не всегда. Оно появляется при движении цели относительно РЛС с так называемой слепой скоростью vDa. Последняя определяется исходя из условия /д = (2орсД) = (п1Ти) и равна

ОрС = пК/2Та. (5.3.16)

Слепые скорости ограничивают работу РЛС с системой селекции движущихся целей (СДЦ), но в настоящее время известны способы борьбы с этим эффектом 1134, 1471.

При работе РЛС в режиме обзора в заданном секторе пространства на приемник действуют пачки импульсов, поступающих от ограниченных по размерам неподвижных объектов. В силу различия амплитуд соседних импульсов в пачке нельзя добиться полной компенсации мешающих воздействий особенно импульсов, действующих на краях пачки. Со спектральной точки зоения это объясняется тем, что спектр


Рис. 5.26.

пачки не является линейчатым, а около каждой гармоники частоты следования импульсов в пачке появляются нижние и верхние боковые составляющие, из-за которых образуются сплошные амплитудно-частотные спектры с центральными частотами п/Та и шириной, возрастающей по мере уменьшения числа импульсов в пачке. Поэтому фильтр с амплитудно-частотной характеристикой, показанной на рис. 5.26 (кривая /), не в состоянии полностью подавить сигналы, поступающие от неподвижных объектов.

Улучшить качество подавления помех, спектр которых не является «чисто» линейчатым, помогает устройство с двукратной череспериодной компенсацией. Оно представляет собой два последовательно соединенных устройства, со схемой, изображенной на рис. 5.25.

При двукратной череспериодной компенсации амплитудно-частотная характеристика Ф (/) компенсирующего фильтра имеет вид [167]

Ф (/) = 4 sin4 п/Ги. (5.3.17)

Графическая зависимость 1/4Ф (/) = sin2n/T„, изображенная на рис. 5.26 (кривая 2), показывает, что данный фильтр имеет большую область частот, при которых Ф (/)«0.

Несмотря на очевидные достоинства, схеме двукратной череспериодной компенсации свойственны два серьезных недостатка: она очень сложна в реализации и при ее использовании возрастает количество слепых скоростей, т. е. ухудшаются условия обнаружения целей по сравнению с тем, что имеет место при обычной (однократной) череспериодной компенсации.

Дальнейшее повышение эффективности устройств однократной и двукратной череспериодной компенсации обеспечивается за счет охвата устройства компенсации цепями отрицательной обратной связи [147, 167] и создания устройств с корреляционными обратными связями. Устройства последнего типа рассмотрены в [167] и аналогичны проанализированным в предыдущем параграфе системам компенсации помех с квадратурными преобразователями.

Спектральный анализ системы череспериодной компенсации показывает, что она по своим свойствам эквивалентна фильтру с гребенчатой амплитудно-частотной характеристикой. Чем ближе к прямоугольной форма каждого зубца «гребенки», имеющего нулевые значения вблизи частот п/Ти, тем эффективнее система СДЦ. Эта эквивалентность откры-



вает возможности создавать так называемые фильтровые системы селекции движущихся целей, реализуемые на базе резисторов, конденсаторов и индуктивностей без применения вычитающих устройств.

Помимо отмеченного выше на качество устройств череспериодной компенсации помех в РЛС с внутренней когерентностью оказывают влияние следующие основные факторы:

- нестабильность частоты магнетронного передатчика, а также местного стабильного и когерентного гетеродинов;

- нестабильности частоты следования и длительности зондирующих импульсов;

-флуктуации принимаемых радиосигналов, обусловленные свойствами подстилающей поверхности (волнение акватории, колебательные движения растительного покрова под действием ветра и т. п.);

- флуктуации принимаемых сигналов за счет пространственного сканирования антенны РЛС.

Детальный анализ влияния этих факторов на работу РЛС с системами СДЦ имеется во всех современных учебниках и учебных пособиях по радиолокации и здесь из-за ограниченности объема книги не приводится, а даются лишь основные результаты анализа, заимствованные из книг 133, 1471.

Эффективность устройств череспериодной компенсации помех оценивается обычно коэффициентом подпомеховой видимости [167]. Под ним для практически линейной системы понимают число, равное

KjjB кКц, (5.3.18)

где кс = 47ву/(7фд - коэффициент прохождения сигнала через устройство компенсации; (7BJ и 0фЯ - амплитуды напряжений, вырабатываемых вычитающим устройством и фазовым детектором при поступлении на них сигналов от движущейся и неподвижной целей соответственно; кп = = вх/п вых-коэффициент подавления помехи устройством компенсации; Рп вх и Ра вых - мощности помех на входе и выходе устройства компенсации соответственно.

Иногда наряду с кпв вводят в рассмотрение коэффициент череспериодной компенсации, определяемый отношением

кчк - иир/фд»

(5.3.19)

где «ср - средняя амплитуда импульса на выходе вычитающего устройства.

Исследование влияния нестабильностей частот в магне-тронном генераторе, стабильном местном гетеродине и когерентном гетеродине РЛС с внутренней когерентностью и когерентным гетеродином (рис. 5.24) позволяет с использованием критерия коэффициента череспериодной компенсации кчи получить следующие результаты для устройств компенсации помех на видеочастоте и получения однополярных импульсов после вычитающего устройства [147].

При наличии нестабильности частоты местного стабильного гетеродина А/сг и абсолютно стабильной работе магнетронного генератора и когерентного гетеродина за время Ти величина кчк = 6A/cr7V Следовательно, допустимое значение А/СГд нестабильности Д/сг не должно превышать кчк/&Ти и, например, при Ти = 10~~3 с и кчк = 0,01 должно выполняться неравенство Д/чг д 1,66 Гц. Точно такие же требования предъявляются и к стабильности частоты когерентного гетеродина. Если нестабильно работает только магнетронный генератор, то кчк = 4А/МГГИ, где А/Мг-уход частоты магнетронного генератора за период Ти следования импульсов. Когда же все генераторы идеально стабильны, но когерентный гетеродин расстроен на А/пр, то кчк = 4Д/ПРТИ.

При изменении схемы приемопередатчика РЛС результаты получаются иными. Однако практически всегда требуются высокие стабильности работы генераторов в РЛС с системами СДЦ и внутренней когерентностью.

Нестабильность частоты следования 1/Ти зондирующих импульсов при фиксированном времени задержки Т3 приводит к появлению некомпенсированного остатка помехи в течение времени 2Ат, где Ат = Тя - Тя\. Поэтому при прямоугольной форме импульсов, вырабатываемых фазовым детектором, кчк = 2Дт/Ти и, например, при кчк = = 0,01 и ти = 10 в с допустимо значение Дт = 0,005 мкс.

Подобным же образом проявляется нестабильность длительности зондирующих импульсов. Фаза и амплитуда сигналов, поступающих от таких неподвижных объектов, как морская поверхность, растительность на земле и т.п., флуктуируют от импульса к импульсу. Это приводит к расширению спектра в диапазоне допплеровских частот и появлению нескомпенсированной помехи на выходе компенсирующего устройства. Если работу последнего при однократной черес-



периодной компенсации оценивать коэффициентом подавления помехи, то можно найти [147]

кп= --- , (5.3.20)

1-ехр(-л»Ша1/2)

где /0 - несущая частота РЛС, а ах - параметр, величина которого определяется видом неподвижного объекта и зависит от f0. Так, при /о = 1000 МГц для холма с редким лесным покровом в спокойный день ах = 3,9 • 1019, а для морской поверхности в ветреный день ах = 1,41 • 1016 [147J.

Анализ формулы (5.3.20) при различных значениях ах показывает, что ка может достигать нескольких десятков децибел. При этом наименьшие значения кп получаются при приеме сигналов от дождевых облаков, а наибольшие в тех случаях, когда мешающими являются сигналы, отраженные от холмов с редким лесным покровом в спокойный день.

При перемещении луча антенны во время обзора ею пространства общее число элементарных отражателей, образующих неподвижный объект и облучаемых антенной практически постоянно от импульса к импульсу, а их положение относительно антенны изменяется. Вследствие этого приходящие в РЛС сигналы будут флуктуировать по амплитуде и фазе, что приводит к расширению спектра помеховых сигналов и нескомпенсированному их остатку. С ростом числа импульсов пи, поступающих на вход приемника РЛС за время, которое диаграмма направленности проходит при сканировании свою ширину, коэффициент ка возрастает. Если череспериодная компенсация помех является однократной, то при изменении па от 5 до 100 и диаграмме направленности,, описываемой гауссовой кривой, величина кп изменяется в диапазоне от 10 до 55 дБ [147]. Устройство с двухкратной череспериодной компенсацией повышает кп при прочих равных условиях практически вдвое (в децибелах).

Чтобы устранить влияние флуктуации принимаемого сигнала за счет сканирования антенны, целесообразно применять следующий режим обзора: луч антенны остается неподвижным в каждом частном угловом секторе на время, при котором обеспечивается получение требуемого количества импульсов для обнаружения цели, а затем скачкообразно переходит в очередное угловое положение, где снова фиксируется по положению на время, необходимое для наблюде-246

ния цели. Другой отличный от описанного выше способ уменьшения нескомпенсированного остатка помех при сканировании (обзоре) антенны, описан в [147].

Для РЛС с внешней когерентностью при использовании в них амплитудных детекторов, предназначенных для преобразования сигналов промежуточной частоты в видеоимпульсы и управления устройством череспериодной компенсации, кроме необходимости иметь требуемые передаточные функции ЛЗ, Yj и У2 (рис. 5.23), характерным является следующее. При одновременном приеме интерферирующих сигналов, которые поступают от неподвижного объекта и перемещающейся цели, выходные импульсы детектора будут иметь изменяющуюся во времени огибающую. Сказанное означает, что в данном случае обычный амплитудный детектор обладает свойством фазочувствительного элемента.

Если на вход РЛС поступают сигналы/отраженные только от неподвижного объекта или только от подвижной цели, то при отсутствии амплитудных флуктуации у принимаемых сигналов и наличии системы АРУ в РЛС амплитудный детектор формирует неизменные по амплитуде импульсы, которые подавляются устройством череспериодной компенсации помех. Вследствие этого подвижная цель, находящаяся в пространстве, где нет объектов, которые формируют мешающие воздействия, может быть потеряна радиолокационной станцией.

Чтобы цель не потерялась, в состав РЛС рекомендуется включать анализатор помехи и коммутатор выходного напряжения. Наличие помехи фиксируется на основании превышения заранее заданного уровня амплитудами импульсов, формируемых амплитудным детектором в течение установленного времени. При отсутствии помехи устройство компенсации отключается, а при наличии - подключается.

Весь приведенный выше анализ основывался на том, что РЛС с системой СДЦ неподвижная. Если РЛС устанавливается на борту корабля или самолета, то появляется радиальная скорость сближения РЛС с неподвижным объектом. Вследствие этого отражаемые от него радиосигналы приобретают допплеровский сдвиг несущей частоты и неподвижный объект можно считать подвижным. Однако допплеровская частота сигнала, поступающего от подвижной цели, обусловливается как ее скоростью движения", так и скоростью перемещения РЛС. В то же время допплероп-ский сдвиг частоты сигналов, отражаемых неподвижным



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 [40] 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82



0.0068