Главная - Литература

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 [42] 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82

5.4. КОМПЕНСАЦИЯ ПОМЕХ С ПОМОЩЬЮ ДВУХБАЛАНСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ

1. Схема двухбалансного преобразователя и принцип компенсации помех

Двухбалансный преобразователь, функциональная схема которого показана на рис. 5.29, по существу представляет собой устройство однополосного детектирования, предложенное нашим соотечественником Момотом Е Г. в 1937 г. [115].

Этот преобразователь обеспечивает борьбу с широкополосными шумовыми помехами и хорошо известен в технике радиолокации при использовании непрерывных монохроматических и частотно-модулированных зондирующих сигналов [30, 116, 147]. Он содержит балансные смесители BClt БС2, фазовращатели ФВг, ФВ2, сумматор 2 (или вычитающее устройство ВУ) и фильтр Ф, выделяющий сигнал допплеровской частоты.

На балансный смеситель BQ поступает смесь исМ (t) - = ис (t) + иа (t) полезного сигнала ис (t) и помехи ип (/), вырабатываемая усилителем промежуточной частоты сопр в радиолокационном приемнике, и опорное напряжение «он (О с частотой сопр, характеризующее излучаемый радиолокационным передатчиком сигнал. Входным напряжением БС2 является смесь «см (t) и сигнал иот (t), возникающий в результате прохождения иоп (t) через ФВ Фазовращатели ФВХ и ФВ2 изменяют фазы поступающих на них сигналов на-0,5л.

Однобалансный преобразователь отличается от двухбалансного отсутствием ФВХ, БС2, ФВ2 и 2 (или ВУ).

Принцип компенсации помех двухбалансным преобразователем рассмотрим на примере РЛС, излучающей монохроматический сигнал, который отражается от цели, прибли-

жающейся к РЛС с постоянной радиальной скоростью. В таких условиях

исм (0 = c/,cos(conp/ + соя/ + ф) + иа (0; (5.4.1)

иоп (0 = с/0ПС05шарг, (5.4.2)

где Uc и Uou - амплитуды полезного и опорного напряжений; ф - начальная фаза.

Для наглядности изложения спектральную плотность Ga (ш) помехи «п (/), действующей на выходе УПЧ, будем считать неизменной в пределах полосы пропускания УПЧ, а мгновенное значение напряжения иа (/) запишем в следующем виде:

"п (0 = ии (°S cos fКР + + + °S cos x

Х[(<впр-Й)Л-ф«]}. (5.4.3)

Здесь n = Дсо/S; Дсо - полоса пропускания УПЧ; б - частотный интервал между соседними гармоническими составляющими напряжения иа (/); Un - амплитуда гармонической составляющей напряжения иа (0; tyt и фг - начальные фазы.

Так как дисперсия напряжения помехи стп = Ga (сДсо, а из формулы (5.4.3) следует, что о„ = (n/2)Un, величина Uа равна

Un = V2Gn(co)6. (Б.4.4)

Отсюда видно, что Uа характеризует по существу интенсивность помехи в полосе частот 6.

Балансные смесители БСХ и БС2 осуществляют операцию умножения входных сигналов и формируют напряжение, фаза которого равна разности фаз сомножителей. Вследствие этого на выходе БСХ, с коэффициентом передачи кб1 будем иметь

ui (0 - 61

Uc cos К t + Ф) + Uа °2 cos (I6t + t>f) +

+ £/п°2 cosO-67-ф,)

(5.4.5) 255



С помощью фазовращателя ФВи который, как и ФВ2, считается идеальным, создается напряжение

"от (0 = оп sin (ипр*.

Поэтому для напряжения и2 (/), вырабатываемого балансным смесителем БС2 с коэффициентом передачи кб2 = = кб1, получим

a, (0 s*

U0sin((oBf + <p) + £/„sin(«6/-f ф,)-

• = i

0,5n "I

2 Uns\r\(ibt-<ft)\. (5.4.6)

Следовательно, выходное напряжение ua (0 фазовращателя ФВ2 будет равно

0,5п

UD cos (сод f -}- ср) + Un 2 cos (Ш + гр,) -

0,5л

-UD 2 со5(гб/ ср()

( = 1

(5.4.7)

На выходе сумматора (2) получается сигнал

Ucco& (сод4-ф) +

«2 (/) = н, (0 + «з (0 = 2кб1

+ D°2 cos(/6r + )l . (5.4.8)

Анализ этого выражения показывает, что составляющие помехи с частотами сопр - гб компенсируются двухбаланс-ным преобразователем. Если бы вместо сумматора использовалось вычитающее устройство, то компенсировались составляющие шума с частотами сопр + гб, а вместе с ними и полезный сигнал допплеровской частоты.

Чтобы сравнить помехоустойчивость двухбалансного и однобалансного преобразователей найдем отношения чф-фективных мощностей сигнала и помех на выходах каждого из этих преобразователей.

Эффективная мощность полезного сигнала ui (t) после прохождения им фильтра пропорциональна

оСд = 2к$1(Л, (5.4.9)

где Кф - коэффициент передачи фильтра, для которого амплитудно-частотная характеристика Фф (со) при О <С Шф Ашф определяется соотношением Фф (со) = Кф\ Ао)ф - полоса пропускания фильтра.

Мощность помехи на выходе фильтра (Ф) является линейной функцией дисперсии опд помехового напряжения "пф (0. вырабатываемого этим фильтром. С учетом полос пропускания Дсо и Дсоф при определении «пф (t) из формулы (5.4.8) необходимо учитывать изменения i не до 0,5п, а до nL = ДсОф/6; причем предполагается, что б - такая величина, на которую Дсо и Дсоф делятся без остатка. Поэтому

стпд = 2/с/el, nL Ul.

Подставив сюда значения UI и nit получим

апд = 4к к01 С7П (со) Дсоф. (5.4.10)

Следовательно,

<?д= - =---• (5.4.11)

В однобалансном преобразователе эффективная мощность полезного сигнала определяется из соотношения (5.4.5) и оказывается пропорциональной величине

gIq=\{2k%k\xV\. (5.4.12)

Дисперсия о"по напряжения помех на выходе фильтра в том же однобалансном преобразователе, вычисляемая также по формуле (5.4.5), составляет

аП0 = СфКб1П1 = 2кк§1Сп(сй)Дсйф. (5.4.13)

Поэтому

с2 £Я

о =-Si =-£-. (5.4.14)

*° а2о 4Оп(И)Д(0ф

Сравнение соотношений (5.4.11) и (5.4.14) показывает, что за счет компенсации помех с равномерной спектральной плотностью помехоустойчивость двухбалансного преобразователя по критерию отношения мощностей полезного сигнала и помехи вдвое больше однобалансного.

В реальных условиях спектральную плотность помехового напряжения на выходе УПЧ радиолокационного при-

9 3?к 583 257



емника обычно нельзя считать равномерной, а передатчик РЛС часто формирует частотно-модулированный сигнал. В этих условиях недостаточно ограничиться приближенным исследованием влияния помех, а требуются более точные методы анализа помехоустойчивости однобалансных и двухбалансных преобразователей. Поэтому в дальнейшем сравним помехоустойчивость этих двух типов преобразователей, предполагая, что в передатчике РЛС вырабатывается напряжение «прд (0 с двойной частотной модуляцией, т. е.

"прд (0 = U cos (со0/ + р\ sin £V + Р2 sin Q2t), (5.4.15)

где U и <о0 - амплитуда и несущая частота напряжения «прд (ч"> Pi и р2 - индексы частотной модуляции; £it и й2 (Q2 > Qj) - частоты двух гармонических модулирующих напряжений.

Оценка влияния помех на однобалансные и двухбаланс-ные преобразователи при учете сигнала (5.4.15) позволяет получить необходимые результаты для тех же преобразователей в РЛС с частотной модуляцией несущего колебания одним гармоническим сигналом (J2 = 0 или р\ = 0) и в РЛС без частотной модуляции (р\ = Р2 = 0).

2. Влияние шумовых помех на однобалансный и двухба-лансный преобразователи при использовании в РЛС зондирующего непрерывного сигнала с двойной частотной модуляцией.

Общие положения. В процессе решения поставленной выше задачи будем основываться на результатах работы [109] и примем во внимание следующее:

- сигналы ис (/) и иоа (г) не флуктуируют;

- помеха ип (t) обусловлена действием белого шума на входе приемника РЛС и представляет собой флуктуацион-ное узкополосное стационарное напряжение с нулевым математическим ожиданием и известной корреляционной функцией;

- каждый балансный смеситель выполняет операцию умножения поступающих на него сигналов и из полученного произведения выделяет составляющую с фазой, равной разности фаз перемножаемых напряжений;

- фазовращатели ФВХ и ФВ2 не оказывают влияния на интенсивность входных сигналов, а лишь изменяют на -0,5я фазу каждой из их гармонических составляющих.

При сделанных допущениях существенно облегчается решение поставленной задачи, и в то же время учитываются основные характеристики процессов, протекающих в реальных устройствах.

Как правило, можно считать, что промежуточная и модулирующие частоты сопр, Qj и й2 образуют рациональные отношения. При таком условии напряжение uoa(t) является периодическим.

В балансных смесителях за счет умножения периодических опорных сигналов на напряжение помехи возникают периодически нестационарные случайные процессы. Их начальные фазы, как правило, не имеют практического значения Поэтому при определении корреляционных функций для таких процессов допустимы операции усреднения по времени [48].

Пропорциональные эффективным мощностям флуктуации дисперсии стшх и Ощд шумов ишъ (t) и «шд(0. содержащихся в выходном напряжении ивых (/) линейного фильтра и появляющихся при использовании в двухбалансном преобразователе сумматора 2 и вычитающего устройства (ВУ) соответственно, определяются сравнительно просто, если известно усредненные по времени корреляционные функции

(т) и #д (т) шумов ы2 (0 и «д (t) на выходах 2 и ВУ.

Функции Ri (т) и #д (т) при условии, что коэффициенты передачи сумматора 2 и вычитающего устройства равны единице, определяются следующим соотношением:

Ri (х) = Ri (х) + Яф2 (т) + (-1) - [Я,*, (т) + Rm (т) J.

(5.4.16)

Здесь Rt (т) = #2 (т) при i = 1, R, (т) = #д (т) при i = 2, (т) и #ф2 (т) - усредненные по времени корреляционные функции случайных напряжений ип1 (I) и иПф2 (г), действующих на выходах балансного смесителя БС\ и фазооб-разователя ФВ2 соответственно; R2 (т) и Rф21 (т) - усредненные по времени взаимные корреляционные функции тех же случайных напряжений.

Функция Ri (т) находится в результате исследования процессов, протекающих в балансном смесителе BQ, а нахождение Rф2 (т), /?1ф2 (т) и 7?ф21 (т) связано с анализом прохождения через фазовращатель ФВ2 сигнала иаЪ (/), формируемого балансным смесителем БСа.



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 [42] 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82



0.0009