Главная - Литература

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 [58] 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82

В связи с тем, что qQH = VII находим

Ябв-

Из этой формулы, где v = - S (« -0 (Л, следует, что при

наличии корреляции между значениями функции (/) в моменты ее отсчета, когда v Ф 0, отношение qa меньше, чем при отсутствии корреляции. Если, например, корреляционную связь достаточно учитывать лишь в течение времени Ти, то г (1) Ф 0, а г (2) = г(Э)= ... = 0. В этих

условиях v = -- л (1) и при достаточно большом я

получается приближенное равенство v = 2 г (1), вследствие чего

1+2л(1)

Данное соотношение показывает, что с ростом г (1) отношение <7В уменьшается и при л (1) = 1 становится в три раза меньше, чем при г (1) = 0.

Если полезный сигнал характеризуется непрерывной функцией времени ис (t), то в состав накопителя вместо сумматора включается интегратор. Пусть ас (/) = « = const, а интегратор вычисляет усредненное за время Тн значение функции исм (t) = и + I (*). Выходное напряжение ив (t) такого интегратора равно

"n(0 = "+fH l(t)dt.

Дисперсия On помеховой составляющей

ии (о = ± j £ (0 л

с нулевым математическим ожиданием определяется следующей формулой:

Тн г г

aS = М f± j i (О Л} = Л1 {j Г (0 I (tl) dt dtl (7.2.2)

но M{l(i) I (ti)} - R (t- h) - корреляционная функция помехи.

Введя переменную интегрирования t- tx = х, получим

Rit-tjdt jj Я(т)Л = С. о (-гн

Функция Я (т) четная и R (0) = a > Я (т), поэтому максимум величины С будет при * = 0,5 Ти. Следовательно,

0,5ГН

С < 5 я (т)dT-

-0,5ГН

При сравнительно большом интервале Та, когда на краях этого интервала функция R (х) мала по сравнению с <т, пределы интегрирования -0,5 Та и 0,5 Та можно заменить на - оо и с» соответственно. Тогда

С< jj R(x)dx = o\xK,

где х = - [ R(x)dx - интервал корреляции.

Of J ** -оо

Возвращаясь к соотношению (7.2.2), получаем


Так как квадрат полезного напряжения равен и2,

Если бы накопитель отсутствовал, то <7бн = »2/о1-

<?н > н(7бн/тк. (7-2.3)

Сравнивая между собой соотношения (7.2.1) и (7.2.3), видим, что в (7.2.1) роль п играет число Тн/хк некоррелированных значений помехи на интервале Тп. Это означает, что сумматор и интегратор приводят к одинаковому ослаблению помех. Однако технически интегрирование часто осуществляется проще, чем суммирование.



Наряду с одиночными периодически следующими импульсами и непрерывными сигналами, часто используются кодовые группы импульсов.

В радиотехнических устройствах с сигналами последнего типа также возможно применение накопителей Так, например, известны устройства с накопителями, принимающие решения по принципу большинства. Сущность этого принципа состоит в том, что одна и та же кодовая комбинация дублируется, т.е. передается п раз. В приемнике производится разделение элементарных сигналов кодовой комбинации по отдельным цепям и в каждой цепи производится подсчет числа нулей и единиц для данной позиции кода. Если после подсчета число нулей будет больше количества единиц, то принимается решение о том, что на данной позиции кода передавался нуль. В случае превышения числа единиц над количеством нулей фиксируется единица. Анализ показывает, что принятие решения о наличии или отсутствии сигнала по принципу большинства обеспечивает уменьшение вероятности ошибочного приема при сильных маскирующих импульсных помехах.

При связи с помощью сигналов, соответствующих тем или иным кодовым комбинациям, возможно также когерентное (додетекторное) и некогерентное (последетекторное) накопления импульсов, характеризующих каждую из позиций кода. В таких условиях использование /г3-значного кода требует в приемнике п3 накопителей, а выигрыш в помехоустойчивости определяется формулами (7.2.1) или (7.2.3) в зависимости от того, применяются ли сумматоры или интеграторы.

Напряжение ы2, вырабатываемое сумматором, можно получить не только суммированием сигналов, возникающих или отсчитываемых в разные моменты времени. Оно может быть образовано и в результате суммирования напряжений, формируемых одновременно независимыми каналами одного многоканального радиотехнического устройства или несколькими аналогичными радиотехническими устройствами, предназначенными для передачи одного и того же сообщения.

Многоканальные устройства, обеспечивающие одновременную передачу одинаковых сообщений, строятся в соответствии с принципом частотной или кодовой селекции сигналов.

В то же время, суммирование периодически следующих импульсов достигается в импульсных РЛС и в многоканальных радиотехнических устройствах с временной или кодовой селекцией сигналов при передаче по каждому каналу одного и того же сообщения. При этом в устройствах с кодовой селекцией отдельные кодовые комбинации должны передаваться последовательно во времени.

Из всего сказанного выше следует, что увеличение отношения сигнал/помеха при методе накопления достигается увеличением времени, в течение которого принимается решение о наличии полезного сигнала или за счет расширения полосы пропускания радиотехнического устройства. Расширение полосы пропускания требуется, в частности, при использовании многоканальных радиолиний с частотным разделением каналов.

4. Угловое стробирование

Угловое стробирование обеспечивает повышение разрешающей способности и помехозащищенности угломерных устройств за счет управления их параметрами. Наиболее часто управление осуществляется размером апертуры Д60 основного лепестка, уровнем и формой боковых лепестков пеленгационной характеристики, а также величиной угла Д0Э между экстремумами основного лепестка той же пеленгационной характеристики. Для этого чаще всего варьируются параметры устройств, участвующих в формировании пеленгационной характеристики: антенны, системы АРУ, элементов обработки сигналов и т. п.

Известны три способа углового стробирования [2, 101, 124, 161, 187, 214]. Первый способ основан на выборе целе сообразных параметров антенной системы. При втором способе обеспечивается устранение боковых лепестков пеленгационной характеристики, для чего используются известные схемы компенсаторов боковых лепестков (см. § 5.2). Третий способ дает возможность увеличить разрешающую способность путем включения различных нелинейных звеньев в структурную схему системы АСН и использования логических операций типа переключения для «срезания» вредной угловой информации.

Выбор параметров антенн. Классический способ повышения угловой разрешающей способности состоит в увеличении размера L антенны или уменьшении длины волны

12 Зак. 583 353



(в общем случае необходимо уменьшать XIL). Однако при заданной апертуре L возможно изменение параметров А80 и А0а путем выбора угла 90 между РСН и максимумами диаграммы направленности в системах АСН, использующих для пеленгации амплитудный способ сравнения сигналов (см. рис. 2.13).

Влияние параметров антенны на апертуру пеленгационной характеристики оценивается путем изучения семейства пеленгационных характеристик.

Для амплитудных моноимпульсных систем пеленгации пеленгационные характеристики описываются формулами [24]

,, = ку-ЧР* (60 -9)-F» (Эо + 8)]

"пу " {1+и(е0-е)+/че0+е)]}з К-АА)

где р. - эквивалентный коэффициент передачи системы АРУ 186]; k - масштабный множитель.

Размер апертуры Д60 пеленгационной характеристики определяется из уравнения F2 (60 - 9) - Р (9„ + 9) = О, а угол 0,5 A9d при условии, что определяется максимум напряжения ииу для основного лепестка пеленгационной характеристики при 9 > 0, из выражения dunyldQ = 0.

Изучение семейства пеленгационных характеристик показывает, что при заданной диаграмме направленности F (8) размеры апертуры Д90 и А9Э зависят от отношения 90/90 5. На рис. 7.18 представлены зависимости параметров Д80 и Д9Э от отношения в0/90>5, которые показывают, что максимум значения Д9Э получается при 90 = 0,590 5. Существенное сокращение размеров апертуры достигается при уменьшении параметра 90. Если 8() > 0,5 90 5, то наблюдается уменьшение Д9Э, что объясняется влиянием боковых лепестков диаграммы направленности.

Для фазовых систем АСН пеленгационная характеристика описывается выражением [24]

2li-F2 (6) sin2(p Qy~~ [l+2nF(6)cosq)]2


(7.2.5)

где ф = (2nd/X) sin 8; 2d - расстояние между фазовыми центрами элементарных антенн.

При больших амплитудах сигнала (7.2.5) переходит в известное выражение

uny = /ctg sin9). (7.2.6)

Из (7.2.6) получаем

Д9У = 2ДВ0 « 290,5, (7.2.7)

где 90 5 = XIL (L = 4 d - апертура антенны).

Следовательно, уменьшение Д9„ и Д9а при фазовых способах пеленгации может быть достигнуто уменьшением параметра XIL.

Анализ тонкой структуры пеленгационных характеристик (7.2.4) и (7.2.5) указывает на возможность уменьшения Д9Э регулированием эквивалентного коэффициента передачи системы АРУ. Если и, изменяется от 1 до 100, то наблюдается линейная зависимость Д9Э от р., при этом значение Д80 остается постоянным.

Угловое стробирование с помощью компенсаторов боковых лепестков. Рассмотрим возможности и особенности применения компенсаторов боковых лепестков в схемах АСН на примере моноимпульсных систем с суммарно-разностной обработкой сигналов.

Все известные схемы компенсаторов изменяют диаграмму направленности первичной антенны Fu (9) путем умножения ее на некоторый весовой множитель h (9). Результирующая диаграмма направленности описывается формулой

F (9) = F0 (9) h (9). (7.2.8)

Для наиболее общей схемы моноимпульсной системы АСН суммарно-разностного типа сигнал разностного канала запишется в виде

ид = «1 - "а = U №0 (90 - 9) hv (9) cos (со/ + ф) -

- F0 (в0 + 9) л, (9) cos (со/ - ф)], (7.2.9)

где /ij (9), h2 (9) - весовые функции элементарных антенн (в общем случае эти функции отражают амплитудные и фазовые диаграммы компенсирующих антенн); ф = = (2nd/X) sin 9 - фазовый сдвиг в элементарных антеннах,



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 [58] 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82



0.0043