Главная - Литература

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 [61] 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82

где ft = (D/k) sin 9 - обобщенная угловая координата; D - апертура антенны; 9 - текущий угол между направлением на цель и осью антенны. >.

Функция sine 0 применяется здесь в связи с тем, что описывает дифракционную диаграмму при равномерном распределении поля в раскрыве антенны РЛС (отклик измерителя) и используется в теореме отсчетов В. А. Котель-никова.

Отклики измерителя на действие одиночных сигналов изображены на рис. 8.1 пунктиром. В соответствии с теоремой отсчетов отклик F (О) может быть полностью воспроизведен, если отсчеты проводятся со сдвигом Ай = 1.

При действии двух сигналов с амплитудами Uu U2 и угловыми координатами фц1, 0ц2 суммарный отклик (рис. 8.1) является суперпозицией двух одиночных откликов вида (8.1.2)

р (A) -(J sinn(0 -ац1) у sin я (ft - фца) S( 1 лО а 1Ц0-0ц2) -

(8.1.3)

где Ui, U% - безразмерные амплитуды. Поэтому он может быть воспроизведен отсчетами, взятыми через интервал АО = 1.

Если измеренные значения амплитуд равны Uui (г = 1, 2, 3, 4), то может быть составлена система из четырех независимых трансцендентных уравнений типа

Ux sine (в, - #ц1) + U, sine (*, - -&цг) = Uui, (8.1.4)

где д,- - обобщенная координата i-й точки отсчета (рис. 8.1)

Суммарный отклик


Рис. 8.1.

Система уравнений типа (8.1.4) позволяет найти искомые значения углов ФЦ1 и #ц2 Разделив i-e уравнение на 1-е, получим

sine (О,- 0Ц1) + (УМ) ™ (Ог- =у.,у. = и.. (8.1.5) .sine (О,- Ki) + (t/»/i)sinc(- Оц2)

Отсюда

UUii sine (Of - Ощ) - sine (О;-Ощ) Щ (8 16)

Uuti sine (Of- Оца) - bine (Of -Ou3) fi

По аналогии из /-го и й-го уравнений находим (t, I, k - = 1, 2, 3, 4; 1ф1фЩ

sine (Of - Ощ) - sinc(Oh - Ощ) (8.1.7)

(7uAi sinc(Of-Ou2) - -inc(Ofe - Оц2) *V

Из (8.1.6) и (8.1.7) получаем

I7»if sine (Of- Ощ) - nc (O,- - Ощ) /7uif sine (Of- On2)- sine (Of - Оц2)

Vum sinc(0; -Qm)-sine (Oh -Ощ) g j g

Uuhi sine (О; -0ц2) -sine (0ft - Оц2)

Пусть 0, =ft, - 1, §fe = 0f+ 1 (рис. 8.1). Тогда, принимая во внимание нечетность функции sin ft, найдем

sin я (d, - **) = - sin я № - (8.1.9)

Из (8.1.8) с учетом (8.1.9) имеем

Uuil 1 ц» + 1

О; - Оц1 О;- Ощ ft; -Ацг Oi -цг (8.1.10)

Uuhi 1 1

Of-Ощ Oft-Ощ 0;-Оц2 Ofc- Оц2

После преобразований получим систему линейных уравнений типа

Uui № - Ащ) <** - <U + 2Уцг (0; - *ц1) (О, - #ц2) +

где индексы i, /, fe могут принимать любые значения из ряда 1, 2, 3, 4 (например, 1, 2, 3 или 2, 3, 4).



Более удобная форма записи уравнения (8.1.11) >(меет

Sj - Si (0Ц1 + дц2) + S? *д1 дц2 = 0, (8.1.12)

где S?=*?Uut + *?Uul+Q?Uuh\

т - показатель степени (т = 0, 1, 2).

Решая совместно два уравнения типа (8.1.11) для конкретных значений углового положения элементарных антенн, например, для = 1, ft, = 2, Фй => 3 и для О; = 2, $1 = 3, $k = 4 (рис. 8.1), получаем

СО С2 С I С2

n п 2 °3 °3 J2 /0 , 1 пч

Kl *Ц2 = сосз со с, (8ЛЛЗ>

°2 J3 -°3 °2

со са со с2

°2 - °3 °2

Так как = дъ/Ъщ, 0ц2 + /йц2 = р«, то 1,ц2-/>*«щ,ц, + <7* = 0. (8.1.15)

Отсюда искомые значения координат источников U,j и

ца

0Щ. = - "у ± ~ (8"1 •1 б)

Приведенный пример показывает, что даже в простейшем случае измерения параметров двух сигналов вычислительные операции являются довольно громоздкими. Так, трехантенная РЛС, описанная в [209-211], кроме измерителей фаз и амплитуд, имеет специальное вычислительное устройство, с выхода которого снимаются две угловые координаты ЭЦ1 и 0ц2. Поэтому в состав РЛС с функциональной обработкой входят вычислительные устройства, предназначенные для решения сложных систем нелинейных уравнений.

Достоинством РЛС с функциональной обработкой является то, что обработка сигналов в основном переносится на видеотракт. Это снимает ряд серьезных требований к высокочастотным элементам приемной антенной решетки, которая может иметь «замороженное» распределение поля по раскрыву. В этом смысле функциональные РЛС имеют те же преимущества, что РЛС с голографической 370

обработкой сигналов. Недостатком РЛС с функциональной обработкой является сложность вычислительной аппаратуры и необходимость априорного знания числа целе-для «точного» выбора необходимого алгоритма вычисленийй В заключение отметим, что применение принципов функ. циональной обработки в классических РЛС, находящихся в эксплуатации, позволяет повысить их помехозащищенность. Так, типичная моноимпульсная РЛС, имеющая четыре приемных антенны, с успехом может решать задачу одновременного определения координат двух целей и измерения мощностей приходящих от них сигналов [209-211]. Однако достигается это за счет значительного усложнения аппаратуры.

8.2. СТРУКТУРНАЯ СЕЛЕКЦИЯ

1. Структурная селекция без обратной связи

В гл. 4 отмечалось, что структурная вторичная селекция без обратной связи основывается часто на применении корректирующих двоичных кодов с обнаружением или с одновременным обнаружением и исправлением ошибок. Широко применяется также временной код, представляющий собой группу импульсов с заранее известными интервалами между ними,

Сущность любого корректирующего кода с обнаружением ошибок сводится к тому, что одна часть его кодовых комбинаций служит для передачи сообщений (например, команд управления) и образует так называемые разрешенные кодовые комбинации. Другая же часть составляет запрещенные кодовые комбинации.

Иногда коды с обнаружением ошибок называются кодами с защитой. Защита может производиться на основе следующих принципов:

- разрешенные кодовые комбинации содержат четное число элементарных символов, в этом случае в приемнике осуществляется проверка обрабатываемых символов на четность;

- сообщение отображается двумя зеркально симметричными кодовыми комбинациями: на месте нулей в одной комбинации в другой формируются единицы;

- каждая разрешенная кодовая комбинация имеет одно и то же число единиц.



В зависимости от принципа защиты могут обнаруживаться искажения одиночных или большего числа элементарных символов. Так, использование постоянного числа единиц в разрешенных кодовых комбинациях позволяет обнаруживать все одиночные ошибки и не дает возможности обнаруживать ошибки, когда число подавленных помехами символов равно числу образовавшихся ложных символов. При применении четного числа единиц в разрешенных кодовых комбинациях обеспечивается защита от любого нечетного числа искаженных символов.

В корректирующем коде с одновременным обнаружением и исправлением ошибок к каждой разрешенной (основной) кодовой комбинации добавляется необходимое количество так называемых сопутствующих кодовых комбинаций. При приеме основной или любой из сопутствующих кодовых комбинаций принимается решение о том, что была передана основная комбинация.

Помимо основной и сопутствующих кодовых комбинаций могут дополнительно выделяться запрещенные кодовые комбинации, на основе которых ошибки лишь обнаруживаются.

Для иллюстрации сказанного в табл. 8.1. приведены отмеченные выше группы кодовых комбинаций, заимствованные из [126, 194]. Если, например, принята кодовая комбинация 00010, то переданной следует считать кодовую комбинацию 00110.

Вопросу о корректирующих кодах в настоящее время посвящено большое число монографий [126, 177, 194], и поэтому здесь он не рассматривается. Отметим лишь, что

Разрешенные кодовые комбинации

11000

00110

10011

01101

Сопутствующие кодовые

11001

00111

10010

01100

комбинации

11010

00100

10001

01111

11100

00010

10111

01001

10000

01110

11011

00101

01000

10110

00001

11101

Запрещенные кодовые комбинации

11110 01010

00000 10100

01011

11111

10101 00001

при отличии одной кодовой комбинации от другой на d элементов удается исправить ошибки кратности 0,5(d - 1) при нечетном числе d и кратности 0,5 d - 1 при d четном.

Корректирующие коды с обнаружением и одновременным обнаружением и исправлением ошибок находят применение для борьбы с флуктуационными помехами и помехами в виде хаотически следующих импульсов, приводящими в общем случае к подавлению переданных и образованию ложных символов кода.

Помехоустойчивость корректирующего кода с обнаружением ошибок принято оценивать вероятностью возникновения необнаруженной ошибки piH и вероятностью образования обнаруженной ошибки pi0 при передаче конкретной i-й кодовой комбинации. Наряду с этим используются средние вероятности рси и рс0, определяемые как усредненные значения piH и р10 по всем кодовым комбинациям.

Вероятности piH, pi0, Рея и рсо вычисляются при условии, что синхронизирующий сигнал, посылаемый с передающей стороны перед началом кодовой комбинации, помехами не искажен, и поэтому являются условными вероятностями.

Обнаруженной ошибка будет в тех случаях, когда переданная 1-я комбинация трансформируется под действием помех в одну из запрещенных комбинаций. Обозначив разрешенные и запрещенные комбинации с общим числом N номерами 1, 2, М, и М + 1, М + 2, .... N соответственно, найдем, что

Р,о= . 2 PiJ-, = М + /

Здесь Ри - вероятность трансформации t-й кодовой комбинации в /-ю.

Возникновение необнаруженной ошибки связано с трансформацией одной разрешенной кодовой комбинации в другую Поэтому м

Рш = 2 Ри-

Вероятности рц сравнительно легко вычисляются для каждого конкретного кода при известных вероятностях plu и ри1 трансформации единицы в нуль и нуля в единицу;



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 [61] 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82



0.0012