Главная - Литература

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 [66] 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82

на прерыватель, приводит к запиранию приемного тракта на время действия помехи. При наличии же полезного импульсного сигнала прерыватель не должен срабатывать и запирать приемник. Вероятность выделения именно помехи, а не сигнала, должна быть близка к единице.

В качестве селектора помехи используют модификацию схемы ШОУ, так называемую схему ШОР [196], включающую широкополосный усилитель, амплитудные ограничители по максимуму и минимуму, режекторный фильтр, детектор и спусковое устройство (рис. 8.14). Через широкополосный усилитель сигналы и помехи проходят без искажения формы огибающей. Ограничитель уравнивает амплитуды выходных напряжений вне зависимости от флуктуации сигналов и помех на входе приемника. С помощью режекторного фильтра с амплитудно-частотной характеристикой Фр (/) вырезается область частот, соответствующая- спектру полезного сигнала со средней частотой /0. После ограничителя и режекторного фильтра амплитуда напряжения помехи будет существенно превышать амплитуду сигнала вне зависимости от картины на входе. Высокочастотные колебания детектируются. Затем имеется ограничитель по минимуму, предназначенный для того, чтобы не пропустить на выход относительно малое напряжение полезного сигнала. Выходным элементом схемы выделения помехи является спусковое устройство типа блокинг-генератора, импульсы которого запирают приемник.

Экспериментальное исследование системы ШПУ + ШОР показывает, что она позволяет выделять полезные сигналы с вероятностью более 0,95 при изменении отношения помеха/сигнал на 50-60 дБ.

Схема ШОР эффективно работает при относительно низких частотах следования импульсов помехи (десятки - сотни герц). При высокой частоте следования помеховых импульсов (десятки тысяч герц) для их подавления в усили-

Широполос-

ный усилитель

Ограничи-

Режектор-

тель по

максимуму

дшльтр

Ограничи-Детектор f-*j тель по минимуму

Спусковое устройство

Рис. 8.14.

ujt)

Широкополосный усилитель

Узкополосный усилитель

u2(tj

Ограничитель по минимуму

Широкополосный усилитель

Узкополосный усилитель

UeftJ

Usftl

Фазовращатель

Рис. 8.15.

Детек -тор

Выходное устройство

теле высокой частоты приемника может быть использована нелинейная отрицательная обратная связь. Схема подобного приемника изображена на рис. 8.15.

Узкополосный. усилитель с коэффициентом усиления ку охвачен нелинейной отрицательной обратной связью. При возникновении помехового импульса на входе приемника амплитуда колебаний и2 (t) - U2 (t)cosat на выходе узкополосного усилителя быстро нарастает. Напряжение и2 (0 усиливается широкополосным усилителем с коэффициентом передачи кш. Образующееся при этом напряжение ua (t) - кш «2 (О проходит через ограничитель по минимуму, где из этого напряжения вырезается небольшая часть вблизи его нулевого значения. Выходное напряжение петли обратной связи и4 (t) оказывается в противофазе с напряжением щ (t), являющимся входным для узкополосного усилителя. Использование отрицательной обратной связи приводит к тому, что амплитуда колебаний на выходе узкополосного усилителя уменьшается приблизительно в ку раз. Кроме того, под влиянием обратной связи во столько же раз расширится полоса пропускания усилителя и возбуждаемые помёховыми импульсами колебания будут очень быстро затухать.

При прохождении только полезного сигнала цепь обратной связи должна размыкаться. Достигается это следующим путем. На вход широкополосного усилителя петли обратной связи со второго узкополосного усилителя подается напряжение ua(t). По амплитуде напряжение ив (t) подбирается равным u2(t), а фазы этих напряжений с помощью фазовращателя устанавливаются противоположными. Если бы полезный сигнал представлял собой незатухающие колебания, то можно было осуществить полную компенсацию



одного напряжения другим, т. е. добиться выполнения условия u2 (t) + ив (t) = 0. Когда же принимается, например, амплитудно-модулированное колебание, сумма «2 (О и ий (0 не будет равна нулю, что обусловливается запаздыванием щ (t) по отношению к иг (t). Однако при относительно медленных изменениях огибающей сигнала модуль суммы (t) = иг (г) -f ив (t) оказывается достаточно малым и после усиления в широкополосном усилителе амплитуда напряжения «s (с) не достигает уровня ограничения по минимуму. При отладке схемы уровень ограничения выбирается именно таким образом.

Следовательно, напряжение сигнала не пройдет на выход петли обратной связи и для сигнала эта петля окажется разомкнутой. Применительно к помеховому воздействию указанного эффекта не наступает вследствие значительного (по отношению к длительности импульса помехи) запаздывания напряжения щ (г) по сравнению с ы2 (г). У помехи амплитуды напряжений и2 (t) и щ (г) в каждый данный момент очень существенно различаются и приближенно можно считать, что на вход широкополосного усилителя воздействует только напряжение и2 (О-

Экспериментальное исследование рассмотренного приемного устройства показало, что для частот следования помеховых импульсов 8-10 кГц отношение помеха/сигнал по напряжению на выходе усилителя высокой частоты составляет 0,1-0,2 при их отношении на входе порядка 10.

8.4. ПРОСТРАНСТВЕННО-ВРЕМЕННАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ

1. Общие сведения

Полное описание сигналов и помех требует знания их временных и пространственных характеристик, которые позволяют рассматривать смесь сигнала и помехи как пространственно-временной сигнал. В процессе обработки может участвовать только та часть смеси, которая поступает в раскрыв антенны.

В зависимости от того, по какому числу пространственных координат производится обработка сигналов, разли-

чают линейные, двумерные и объемные антенны. Поле в каждой точке раскрыва можно представить в виде скалярной величины, зависящей от поляризации поля сигнала и антенны и являющейся функцией линейных координат в раскрыве и времени.

Использование дополнительных характеристик поля требует усложнения приемной аппаратуры, делает ее многоканальной или обусловливает дополнительную обработку сигналов.

Задача пространственно-временной обработки сигналов возникает при обнаружении, оценке параметров, фильтрации и разрешении сигналов. Пространственно-временная избирательность является одной из важнейших характеристик РЛС. Она определяет способность РЛС селектировать принимаемые сигналы по пространственным и временным параметрам.

Пространственно-временная избирательность зависит от характеристик антенного устройства, параметров принимаемых сигналов и помех, способа их обработки в приемном устройстве. Наиболее строго пространственно-временная избирательность может быть оценена на основе анализа обобщенной пространственно-временной функции неопределенности сигнала [25, 167а, 213, 180]. Обобщенную функцию неопределенности в большинстве случаев можно представить в виде произведения пространственной и временной функций неопределенности.

Пространственно-временное представление сигналов может оказаться полезным при решении многих задач радиолокации. Для иллюстрации его возможностей ограничимся задачей углового разрешения двух сигналов.

В качестве критерия пространственно-временной избирательности РЛС удобно использовать интегральную сред-неквадратическую разность [134]

e = J5Sl(/, r)-st{t, r)\2didr, (8.4.1)

где sx (t, г), s2 (t, г) - разрешаемые сигналы в раскрыве антенны; г - пространственная координата; Т = 7\ - - Т2 - интервал временной обработки; V - область пространственной обработки (раскрыв антенны). Решение о наличии одного или двух сигналов принимается




Рис. 8.16.

При сравнении е с некоторым порогом.

Определим пути улучшения пространственно-временной избирательности при действии на РЛС двух сигналов, создаваемых разнесенными в пространстве источниками / и 2 (рис. 8.16). Для уяснения принципа будем рассматривать линейную антенну, имеющую протяженность L и расположенную по оси Ох, как это показано на рис. 8.16. В общем случае эти сигналы в раскрыве линейной антенны могут быть записаны в виде

МЛ х, 9Х) =

= U1a1(t-uQx)expj[(i)0(t-uex) - (()1], (8.4.2)

u2(t, х, 02) =

= U2а2(t - «ех-vBx)ехр /[со0(/ -ивх-

- ое*) -qg, (8.4.3)

где щ = sin Ъх1с; ve = (sin 02 - sin б/с, Qlt Э2 - углы, характеризующие положение источников в плоскости антенны; с - скорость света; at (t) - нормированный закон амплитудной модуляции (i = 1, 2); х - текущая координата; фп ф2 - фазовые сдвиги, определяемые расстояниями до целей и начальными фазами.

Разность фаз сигналов за счет разности хода определяется формулой

Ф1 - ф2 = Дф = (/со/с) sina,

(8.4.4)

где / - расстояние между источниками; а - угол, под которым видны разрешаемые источники.

Величины co0ue, со0ое, имеющие размерность 1/м, называются пространственными частотами, поскольку они определяют скорость изменения фазы по оси х.

Сигналы, принятые элементом dx линейного раскрыва антенны, имеют вид

"al = 1 (х) "i (Л х, 6Х) dx,

uaa =--/(*) «3 (Л х, Q2)dx, 402

(8.4.5)

где / (х) - функция веса, определяемая распределением тока по линейному раскрыву.

Запишем интегральную среднеквадрэтическую разность между этими сигналами:

L/2 оо

е= "ai(*> *) -"аг(Л x)\2dt, dx. (8.4.6)

-L/2 -оо

Принимая во внимание (8.4.2) и (8.4.3), получаем

L/2 оо

e = (7i J j й\ (t-Uq x) j / (x) 2 dxdt -f-

- L/Q -co

L/2 oo

+ Щ j J a%(t - wx)\f(x)\2dxdt -

-L/1 -oo

L/2 °°

- 2ReU1U2e j J /»2 at-ux) x

- L/2 -oo

X a2 (t - uQx -vex)e~/Wo "e x dxdt, (8.4.7)

где w = sin 02/c.

Рассмотрим в (8.4.7) первое слагаемое

L/2 оо

ВЩ J /(*)Jd* J a?(f - ые*)Л. (8.4.8)

- L/2 - оо

При условии, что сигнал имеет конечную длительность, внутренний интеграл в (8.4.8) представляет собой ее эффективное значение

7,аФ= $ a1(t-uex)dt. (8.4.9)

По аналогии эффективная длина антенны

4Ф= J />)Г<**- (8-4-10)

-L/2

Тогда (8.4.8) упрощается и принимает вид

Вг= U\TLa9> = Е, (8.4 Л1)

где £j - энергия первого сигнала,



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 [66] 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82



0.0093