Главная - Литература

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 [65] 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169

Длительность переходного процесса характеризуют временем установления tycr, в течение которого выходное напряжение изменяется от первого пересечения уровня 0,1 до последнего пересечения с уровнем 0,9 от установившегося значения.

На рис. 9.1,6 показана лишь левая часть вершины импульса. Для наблюдения формы всей вершины импульса на осциллографе необходимы измерительные импульсы значительно "большей длительности, чем для наблюдения фронта импульса. Так как в этом случае фронт импульса занимает незначительную часть всего импульса, он независимо от его длительности наблюдается в виде вертикальной линии.

Вершина импульса может иметь различную форму, зависящую от формы амплитудно-частотной характеристики усилителя в области нижних частот. Обычно верхняя и нижняя частоты усилителя отличаются на несколько порядков. Именно это позволяет считать, что фронт и вершина выходного импульса усилителя независимы друг от друга и требуют раздельного наблюдения.

9.2. ВРЕМЯ НАРАСТАНИЯ ФРОНТА

При рассмотрении частотных характеристик резисторных усилителей на транзисторах было показано, что эквивалентная схема усилителя в области верхних частот сводится к интегрирующей цепи.

В соответствии с выражением (2.25) переходная характеристика интегрирующей цепи

fti(0 = l-exp(- r),

где T=RC - постоянная времени.

Зная переходную характеристику, можно определить время нарастания. При tl hi{ti)=0,l, а при 2 fti(2)=0,9. Обозначая t/RC= = х, получаем xiO,l, л;2=1п 10»2,3. Разность дг--1 = 2,2. Следовательно, время нарастания

tn = h-ti = 2,2RC. (9.2)

9.3. ЧАСТОТНАЯ КОРРЕКЦИЯ РЕЗИСТОРНОГО УСИЛИТЕЛЯ В ОБЛАСТИ ВЕРХНИХ ЧАСТОТ

При усилении импульсов резисторным усилителем, выполненным на электронной лампе или транзисторе, для уменьшения шунтирующего влияния входной и выходной емкостей приходится значительно уменьшать сопротивление нагрузки, включаемой в выходную цепь электронного прибора. Сопротивление нагрузки R при этом оказывается значительно меньше внутреннего сопротивления электронного прибора. Таким образом, полосу расширяют, уменьшая сопротивление нагрузки, что ведет к уменьшению усиления в области средних частот.

В области средних усиливаемых частот коэффициент усиления Kcp-SR.




Рис. 9.2. Две схемы включения корректирующей индуктивности:

а - параллельной коррекции (емкости Cbis. вх включены параллельно); б - последовательной коррекции (емкости С и С,. включены последовательно)

Рис. 9.3. Эквивалентная схема усилителя с параллельной коррекцией

В области верхних усиливаемых частот Ke=-SZ, где Z - полное сопротивление нагрузки, состоящей из сопротивления R и шунтирующей емкости С.

Для уменьшения шунтирующего влияния емкости С включают корректирующую индуктивность. На рис. 9.2 показаны две такие схемы: параллельная и последовательная.

Параллельная (простая) коррекция. Эквивалентная схема усилителя с параллельной коррекцией, называемой также простой, показана на рис. 9.3. Проанализируем данную схему.

Напряжение

и вых - 5 UgxZ ,

Z=(/? + ju)L)/[l-bjcoC(/? + jcoL)].

Коэффициент усиления K=UeuxfUex=-SZ.

Коэффициент усиления в области средних частот Kcp=-SR.

Относительный коэффициент усиления

и= - i+3» ?

/Сер R \+iaCR(\+]aLlR)

Обозначим

(uCR = Cul(i>2 = flh = .

где f2 - верхняя граничная частота некорректированного усилителя;

(9.3)

(9.4)

k = (ii2L/R

(9.5) 199



- коэффициент коррекции, равный отношению индуктивного сопротивления на частоте /г к активному сопротивлению. Подставляя (9.4) и (9.5) в (9.3), получаем

l+jkx

(9.6)

Модуль этого выражения дает амплитудно-частотную характеристику корректированного усилителя

\У\ =

Максимально плоская характеристика, что соответствует наиболее широкой полосе пропускания без выброса на вершине характеристики, получается, когда

d\y\

U=0 = 0.

Беря производную и приравнивая ее нулю, получаем -f 2 - - 1=0. Отсюда находим, что максимально плоской амплитудно-частотной характеристике соответствует коэффициент коррекции

Й = У2"-1 = 0,41. (9,7)

Фазочастотную характеристику корректированного усилителя можно найти следующим образом. Умножим числитель и знаменатель (9.6) на сопряженную величину знаменателя:

i+ilkx{l-kx)-x]

(9.8)

{\-kxy+x откуда

tg(p={k-l)x-k4; (9.9)

Ф = агс1д[(й-1)х-Д;2д;3]. (g ю)

Считается, что фазочастотная характеристика максимально линейна, если

=n = 0.

Беря от (9.10) вторую производную и приравнивая ее нулю, видим, что это условие выполняется при + 3-1 = 0, откуда находим, что fe = 0,322 соответствует максимальной линейности фа-зочастотной характеристики.

Усилитель является неискажающим (см. § 2.5), если его коэффициент передачи постоянный и фазочастотная характеристика линейна для всей области усиливаемых частот и проходит через начало координат.

Следует отметить, что в реальных усилителях даже при максимально плоской амплитудно-частотной характеристике усиление в пределах полосы пропускания не является постоянным. Кроме



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 [65] 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169



0.0085