Главная - Литература

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 [66] 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169

того, условия максимальной равномерности амплитудно-частотной и максимальной линейности фазочастот-ных характеристик не совпадают. Следовательно, реальный импульсный усилитель всегда искажает прямоугольный импульсный сигнал с широким частотным спектром. Высокочастотная коррекция не устраняет искажения формы усиливаемого импульса, а лишь позволяет уменьшить время нарастания его фронта.

Таблица 9.1 позволяет судить, насколько уменьшается время нарастания благодаря коррекции. Это более наглядно видно из рис. 9.4. Влияние параметра k на время нарастания и выброс можно проанализировать с помощью табл. 9.1 и рис. 9.4, из которых видно, что переходная характеристика без выброса получается при коэффициенте коррекции 0,25.


Рис. 9.4. Переходные характеристики при различных значениях коэффициента коррекции k

Таблица 9.1

0,25

0,30

0,35

0,45

0,87

0,75

0,69

0,64

0,59

0.55

-0,53

0,51

у, %

6,6 .

1,15

1.75

Подставляя в выражение для k значение частоты со2=1 ?С, получаем

Следовательно, коэффициент коррекции равен квадрату добротности.

Определим, находится резонансная частота too последовательного резонанса выше или ниже частоты сог.

По определению коэффициент коррекции = С02/. Подставляя сюда 0)2, получаем

k=L/R2C=pyR = alLyR\

так как LIR = kl(i>2, то к=-тк1(а1, откуда соо = со2/уТ.



Следовательно, частота резонанса соо значительно выше частоты 0)2- Например, при / = 0,25 частота резонанса (оо = 2(02. Нетрудно показать, что добротность Q = 0,5 и = =0,25 соответствуют границе между апериодическим и колебательным разрядами конденсатора.

В самом деле, корни характеристического уравнения колебательного контура 1,2= -а±:У"а -«о вещественны, если а>(оо. Граничный случай а=соо соответствует R/2L = ao или R/(i)oL = 2, откуда Q = (iioL/R = 0,5. Поэтому при fe = Q<0,25 выброса в переходной характеристике не будет.

При проектировании импульсных усилителей обычно допускают небольшой (порядка 1%) выброс. Исходя из этого чаще всего берут = 0,35. Из табл. 9.1 видно, что полоса при этом расширяется в 1,6 раза по сравнению с полосой пропускания некорректирован-ного усилителя. Если задана верхняя частота корректированного усилителя /2кор, то частота усилителя без коррекции в 1,6 раза меньше. Зная /2 и определяя суммарную емкость С, из формулы

f2==l/2nRC

можно определить сбпротивление нагрузки усилителя R.

Последовательная (сложная) коррекция импульсных усилителей. В импульсных усилителях наряду со схемой простой коррекции применяются схемы сложной коррекции.

Схема усилителя с такой коррекцией изображена на рис. 9.2,6. Применяются и другие более сложные схемы коррекции. Они позволяют дополнительно уменьшить время нарастания на 10- 50% по отношению ко времени нарастания при простой коррекции, когда коэффициент коррекции берется равным 0,35.

Коррекция в цепи эмиттера. Можно осуществить высокочастотную коррекцию в цепи эмиттера, включив в эмиттерную цепь корректирующую RC-цепь.

На рис. 9.5 показана схема выходного видеоусилителя телевизора, в котором применен транзистор КТ601А. Граничная частота транзистора данного типа очень высока (/гр = 230 МГц). Поэтому при усилении частот видеотракта (fmax= = 6,5 МГц) можо считать, что сам транзистор не вызывает завала амплитудно-частотной характеристики на верхних частотах. Завал характеристики объясняется тем, что параллельно нагрузке Rh включена паразитная емкость С„, образуемая выходной емкостью транзистора, емкостями соединительного провода и Рис- Схема вилеоуси упрзвляющего элсктродз кинескопа. лителя с корректирующей В ЭТОМ случае коэффициент переда-ЛС-цепью в эмиттере чи Напряжения от базы до коллектора




K = h2

(9.11)

где параметры /z2ia и Лцэ можно считать частотно-независимыми.

Подставляя в (9.11) Z„ = i?„/(1+j(oC„i?„) а Zo = Rs/il+]aCaRa), получаем

hiiaRnil+imCsRs)

( 1 + iwCuRn) [Л] 13 ( 1 +i№CaR,) +Ra {hll, + 1)]

(9.12)

Нетрудно заметить, что при равенстве постоянных времени ChRh и CsRa выражение (9.12) принимает вид

Переписываем его в следующем виде:

[Л113--(Й21з-Ы)/?з]

imCnRu

(9.13)

Из. этого выражения следует, что в результате коррекции постоянная времени цепи нагрузки уменьшается в [/гца-Н (/J2ia-I-l)/-Ra]/ftii3 раз и во столько же раз уменьшается коэффициент усиления на низких и средних частотах.

Данный вид коррекции может быть назван компенсацией полюса нулем в выражении для коэффициента передачи (9.12), благодаря чему передаточная функция усилителя приобретает вид передаточной функции обычной интегрирующей цепи, но с уменьшенной постоянной времени. Получающуюся коррекцию амплитудно-частотной характеристики можно объяснить следующим образом. Коэффициент усиления усилителя уменьшается на нижних и средних частотах из-за резистора Ro в цепи эмиттера. При этом на нижних и средних частотах влияние емкости Сд не проявляется. Начиная с частоты fe= 1/2я/?иСи, при которой коэффициент усиления некорректированного усилителя уменьшается в 2 раз, начинает проявляться действие корректирующей цепи в результате уменьшения входного сопротивления транзистора 1дх = Нпэ + + {h2u+\)Zg из-за уменьшения Zg. При этом верхняя частота корректированного усилителя увеличивается во столько же раз, во сколько уменьшается коэффициент усиления на нижних и средних частотах вследствие подключения резистора Rg.

Очевидно, что данные рассуждения и выводы справедливы лишь для очень высокочастотного транзистора, работающего в области частот, когда /ггь и кцэ можно считать частотно-независимыми.

Недостатком коррекции данного типа по сравнению с рассмотренной ранее коррекцией (включение индуктивностей в выходной цепи) является то, что при этом произведение коэффициента усиления на полосу не увеличивается, а остается неизменным.



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 [66] 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169



0.0099