Главная - Литература

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 [67] 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169


Рис. 9.6. Схема импульсного усилителя с отрицательной обратной связью

Применение отрицательной обратной связи. Описанная выше высокочастотная коррекция в цепи эмиттера основана на применении отрицательной обратной связи. Обратная связь через эмиттерное сопротивление, шунтированное небольшой емкостью, уменьшает коэффициент усиления на нижних и средних частотах, а на высоких частотах обратная связь уменьшается, так как емкость шунтирует эмиттерное сопротивление. Мы трактовали это как компенсацию полюса нулем, но можно это трактовать и с позиций общей теории обратной связи.

На рис. 9.6 показан импульсный усилитель с отрицательной обратной связью. Широкая полоса пропускания такого усилителя получена за счет применения высокочастотных транзисторов и глубокой отрицательной обратной связи. Так транзистор КТ355А имеет граничную частоту усиления тока /гр=1500 МГц. Так как при этом /г21э = 1, то, не внося в схему транзистора дополнительных емкостей, можно на частоте /=100 МГц, которая в 15 раз ниже fgp, получить коэффициент усиления тока, равный 15. Однако такой коэффициент усиления тока соответствует замкнутой цепи коллектора, когда к емкости эмиттерного перехода добавляется емкость коллекторного перехода без умножения ее в (l-H -{SRh) раз. В рассматриваемом же случае суммарная емкость состоит из емкости Ca-fCK(l-l-Si?„).

Емкость Сэ можно определить из выражения для граничной частоты /гр = 1/2яСэГэ, где Гэ=у-2Б/1к.

Общая полоса пропускания двух каскадов с сильно различающимися верхними частотами определяется наименьшей полосой одного из каскадов (в данном случае второго). При наличии общей обратной связи, охватывающей оба каскада, эта наименьшая частота увеличивается в + раз (в рассматриваемом случае

P = i?al ?K2=l/20).

9.4. ЧАСТОТНАЯ КОРРЕКЦИЯ РЕЗИСТОРНОГО УСИЛИТЕЛЯ В ОБЛАСТИ НИЖНИХ ЧАСТОТ

Схема коррекции в области нижних частот показана на рис. 9.7, а. Она осуществляется включением цепочки НфСф последовательно с сопротивлением нагрузки R. Добавление к сопротивлению R сопротивления цепи RфCф увеличивает общее сопротивление нагрузки при уменьшении частоты и компенсирует уменьшение коэффициента передачи цепи CpasdRu в области нижних частот. Найдем условие коррекции. Сделаем предположение, что Rф - oo.




-г- poji

Рис. 9.7. Схема видеоусилителя с низкочастотной коррекцией:

а - принципиальная; б - Э1<вивалентиая для области нижних частот

Пусть генератор тока, эквивалентом которого будем считать транзистор, вырабатывает прямоугольный импульс, имеющий высоту

l = SVi. (9.14)

Эквивалентная схема усилителя при Яф=оо показана на рис.9.7,б. При

РСфЯпСразд (9.15)

ток / делится на токи Zi и h таким образом, что составляющие всех частот делятся в одном и том же отношении. Это означает, что при прямоугольном скачке тока / tokh/j и /2 являются постоянными, а следовательно, остается постоянным во времени напряжение u2 на сопротивление Ru- Таким образом, условием низкочастотной коррекции является равенство постоянных времени РСф и R

В реальной схеме конденсатор Сф шунтирован резистором Рф. В момент скачка тока /j емкость Сф не заряжена и ответвления тока в сопротивление Рф нет. По мере заряда Сф в сопротивление Рф ответвляется все больший ток, что приводит к более медленному росту напряжения на Сф и увеличению тока /ь а следовательно, к уменьшению тока h и напряжения на выходе.

Поэтому в реальной схеме коррекция возможна только для начала вершины импульса (рис. 9.8). Отсюда ясно, что коррекция в обла- сти нижних частот тем лучше, чем больше сопротивление Рф. Так как большое сопротивление Рф приводит к большому падению на нем постоянного напряжения, приходится его ограничивать. Обычно Рф берут равным

(1-2) R.

Условие коррекции (9.15) можно

также найти из равенства нулю про- - Переходные характе-

„ . ристики усилителя с коррек-

изводнои переходной характеристики: ;„ей в области нижних частот

dhi{t)/dt = 0\t=.o, так как переходная при различных Яф

- /? о»




характеристика скорректированного усилителя не должна иметь наклона вершины импульса в точке = 0.

Если условие (9.15) не выполняется, то имеет место недокор-рекция или перекоррекция. При недокоррекции начальный участок вершины импульса опускается, что соответствует отрицательной производной в начальной точке. При перекоррекции производная больше нуля. Следует отметить, что перекоррекция наступает не при увеличении, а при уменьшении емкости фильтра относительно значения определенного из условия коррекции.

9.5. ПЕРЕХОДНАЯ И АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКИ и КАСКАДНОГО РЕЗИСТОРНОГО УСИЛИТЕЛЯ

Переходная характеристика. Переходную характеристику «-каскадного усилителя можно определить с помощью интеграла Дюамеля.

Переходная характеристика отдельного каскада /1,(/) = 1-е-/ где T==RC.

На входе второго каскада действует напряжение, равное выходному напряжению первого каскада:

Следовательно,

ивых2 = hi(t) Uex2 (0) +JUgx2 (т) Ai (/ - т) dt.

Так как

и;..2(т) = (1/Г)е-/; Л,(/-т) = 1-е-(-)/1,

ивмх2=1-е-*/-(/Г)е-*/г.

Итак, при /г = 2

и««х2=1-,(1 + /Г)е-«/Г; при я = 3

Ugxz = 1 - (1 + 7 + е-/Г;

при любом п

1+ +

1 <2

2 Г2

(п-\)\\Т j

Следовательно, переходная характеристика и-каскадного резисторного усилителя определяется выражением

Й = Л-1 tT)

(9.16)



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 [67] 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169



0.0014