Главная - Литература

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 [68] 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169


Рис. 9.9, Переходные характеристики резисторных усилителей при разном числе каскадов

Данная формула была выведена А. Д. Агеевым и Ю. Б. Кобзаревым в 1935 г. Переходные характеристики резисторных усилителей при разном числе каскадов показаны на рис. 9.9.

Длительность фронта многокаскадного усилителя можно приближенно определить по формуле Эльмора

т:ф = У ф1-\-Гф2 + ... +г%п (9.17)

Формула Эльмора более или менее верна для усилителей без коррекции, но дает завышенное значение длительности фронта импульсов для усилителей с коррекцией, особенно при выбросе на вершине импульса больше 2%. В самом деле, можно показать, что формула Эльмора справедлива для усилителей с амплитудно-частотными характеристиками, имеющими вид кривой Гуасса, когда перемножение характеристик приводит к сужению полосы. Усилители с коррекцией имеют амплитудно-частотную характеристику, форма которой ближе к прямоугольной, чем кривая Гуасса. При прямоугольной форме характеристик результирующая полоса пропускания определяется наименьшей полосой и не изменяется при перемножении двух одинаковых характеристик. Следовательно, длительность фронта не должна изменяться. Отметим также, что формула (9.1) дает довольно правильное представление о времени нарастания при любой форме амплитудно-частотной характеристики и любом числе каскадов усилителя.

Амплитудно-частотная характеристика. Ранее было показано, что обобщенная амплитудно-частотная характеристика резисторного усилителя

где x = f/f2.

Полагая уровень отсчета полосы пропускания \у\=2-/, получаем Xi = l.

При включении п одинаковых усилителей

y = (1+х2)-"/2. Приравнивая г/=2-/2, получаем

(1-Х?)-«/2=2-1/2,

откуда

Xi = y2V" i. (9.18)

В данном случае X\ = f2nlf2 характеризует относительное сужение полосы п-каскадного усилителя по сравнению с оДнокаскадным при отсчете полосы на уровне 0,7,



Таблица 9.2

hnlf2

0,64

0,5!

0,43

0,39

0,35

Зависимость сужения полосы от числа каскадов п приведена в табл. 9.2.

Замечаем, что в двухкаскадном усилителе полоса сужается не в У2 раз, а в 1/0,64=1,52 раза. Сужение полосы почти в два раза дает трех-, а не четырехкаскадный усилитель. Отсюда видно, что коррекция в области верхних частот, приближая форму амплитудно-частотной характеристики к прямоугольной, особенно полезна для многокаскадных усилителей. Однако следует иметь в виду, что выбросы Y на вершине переходной характеристики, большие 1%, складываются. Поэтому в многокаскадных усилителях обычно не применяют коэффициент коррекции >0,35.

9.6. УСИЛИТЕЛИ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМ УСИЛЕНИЕМ

В импульсных усилителях без коррекции коэффициент усиления K=SR. Если коррекция в области верхних частот не применяется, то на частоте f2=l/2nRC коэффициент усиления уменьшается в У2 раз.

Произведение коэффициента усиления на верхнюю граничную частоту

Kf2= {Шл) (S/C) (9.19)

не зависит от выбранной нагрузки R, так как, увеличивая нагрузку, 1мы во столько же раз выигрываем в коэффициенте усиления, во сколько раз проигрываем в полосе.

Применяя коррекцию частотной характеристики, можно увеличить произведение коэффициента усиления на полосу. Так, параллельная схема коррекции при коэффициенте коррекции = 0,41 приводит к расширению полосы в уз раз и при этом усиление не снижается. Более сложные схемы коррекции позволяют еще больше расширить полосу, но при этом может возрасти емкость монтажа. Поэтому с помощью более сложных схем коррекции не удается получить значительного увеличения произведения коэффициента усиления на полосу,

Величиной, определяющей произведение коэффициента усиления на полосу, является отношение крутизны транзистора S к емкости С=Свых + Свх. при очень высокой заданной верхней частоте f2 сопротивление нагрузки R приходится уменьшать и произведение SR может оказаться меньше единицы. В этом случае усиления по напряжению нет и, следовательно, не имеет смысла последовательное включение каскадов.

Параллельное включение транзисторов также ничего не дает,




Рис. 9.10. Схема усилительного каскада с распределенным усилением

так как при этом в одинаковое число раз увеличиваются как крутизна S, так и емкость С. Однако существует схема усилителя, позволяющая складывать коллекторные или стоковые токи транзисторов без сложения их емкостей. Это схема распределенного усиления (рис. 9.10).

В усилителе с распределенным усилением входной сигнал подается к искусственной линии с характеристическим сопротивлением Zc3 = LslCs , подключаемой к первым затворам полевых транзисторов с двумя затворами. Поэтому линия носит название затворной. Если не учитывать потери в затворной цепи, можно считать, что на затворы транзисторов подаются напряжения одинаковой амплитуды, равной Um3- Они вызывают стоковые токи

с амплитудой lmc = SUm3-

Переменная составляющая стокового тока каждого транзистора распространяется вдоль стоковой линии влево и вправо. Переменные составляющие стоковых токов, распространяющиеся влево, нас не интересуют. Они поглощаются резистором, подключенным к левому концу линии. Переменные составляющие стоковых токов транзисторов, распространяющиеся вправо, складываются, если задержки в звеньях затворной и стоковой линий с учетом задержки в самих транзисторах одинаковы. Поэтому на правом конце стоковой линии амплитуда переменной составляющей стоковых токов транзисторов Im = 0,5nSUm3, где /г -число транзисторов в одном каскаде.

Амплитуда напряжения на выходе одного каскада

Um вых - JmZc с= 0,5raSZc стЗ,

где Zee - характеристическое сопротивление стоковой линии.

Коэффициент усиления одного каскада усилителя, состоящего из п секций

KK=UmebJUrn3 = 0,bnSZcc. (9.20)

Из этой формулы следует, что имеет место сложение коэффициентов усиления отдельных транзисторов. Очевидно, что при этом



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 [68] 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169



0.0081