Главная - Литература

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 [73] 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169

ходимость увеличения коэффициента ослабления синфазного сигнала не только для всей схемы, но и для каждого ее плеча.

Преимущества дифференциального усилителя. Главным преимуществом дифференциального усилителя, особенно в интегральном исполнении, является малый дрейф нуля. В самом деле, одновременное и одинаковое температурное смещение, сдвиг вправо или влево входных характеристик транзисторов в левом и правом плечах дифференциального усилителя эквивалентно подаче синфазного сигнала, равного смещению. Синфазный сигнал подавляется в дифференциальном усилителе, и лишь некоторая несимметрия схемы может создать разностный сигнал. Поэтому если температурный дрейф одиночного транзистора около -2,5 мВ/К, то температурный дрейф современных дифференциальных усилителей ±(1-10 мкВ/К), т. е. на 2-3 порядка ниже. Еще одним преимуществом дифференциальных усилителей является то, что сопротивления или транзисторы, включаемые в эмиттерные цепи, не влияют на полезное дифференциальное усиление, тогда как эмиттерные сопротивления в схеме на рис. 10.1 значительно уменьшают усиление каждого каскада и общее усиление.

10.4. НЕПОСРЕДСТВЕННАЯ СВЯЗЬ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

На рис. 10.7 показан двухкаскадный дифференциальный усилитель с непосредственной связью между каскадами, до некоторой степени аналогичный двухкаскадному усилителю на рис. 10.1. В обеих схемах, например, одинаковы постоянные токи транзисторов, но в дифференциальном усилителе применены симметричные источники питания ±10 В. Это позволяет заземлять базы транзисторов VT1 и VT2 по постоянному току.

Как и ранее, считаем, что коллекторный ток транзисторов первого каскада /к1=/к2=1 мА, а второго -/яз = /я4 = 5,5 мА. Считаем также, что эти токи обеспечиваются при напряжениях ывэ = 0,65 В в первом каскаде и ывэ = 0,7 В - во втором. Напряжение коллектор - база транзистора VT1 в схеме на рис. 10.1 «кв=3,2-1,75=1,45 В. Чтобы в схеме на рис. 10.7 напряжение коллектор -

I 1мА • 1,вВ

*I.SB

-"Q

O.ln I-Т

0,65 В\

«7л а.ы

о,вгк.

0,в2к *5,5В

--о-Н

5.5B

f 1,1 в

Рис. 10.7. Схема двухкаскадного дифференциального усилителя с непосредственной связью между каскадами



база транзисторов VTl и VT2 оставалось таким же, необходимо иметь Rx\ = =/?к2= (п-«й:в) я1= (10-1,45)/1=8,55 кОм. Ближайшее номинальное значение 8,2 кОм. Поэтому берем Rki = Rk2=8,2 кОм. При этом

UKEi = UKB2=Un-RKxUi =10-8,2-1 = 1,8 В.

Сопротивление

Rh= iUn-Uj,s)/(/si-t-/82) = (10- 0,65)/2 = 4,7 кОм.

Для второго каскада берем Лкз=Лк4=0,82 кОм, а /?Э2 определяем из выражения

Un+UKEi-UESi 10-И,8-0,7 Rs2=-;---=---«1,0 кОм.

Найденные значения сопротивлений, напряжений и токов показаны на рис. 10.7.

Коэффициент усиления первого дифференциального каскада на транзисторах VT1 и VT2

Kpx=hllRnM\l"4\U\VM\l-

Считая /i2i8=5Q; л\У=1,5 кОм; 53=0,5 кОм, имеем i(pi = 17. .Коэффициент усиления второго дифференциального каскада

Считая Л1э = 80, й«4=0,82 кОм, li[ll==0,5 кОм, имеем i(p2«65.

Сравнивая коэффициенты усиления схем на рис. 10.1 и 10,7, замечаем, что коэффициент усиления дифференциального усилителя значительно больше.

Благодаря применению схемных решений, описываемых в следующем параграфе, двухкаскадный дифференциальный усилитель в интегральном исполнении при значительно меньшем потреблении тока имеет значительно большие входное сопротивление и усиление каждого из дифференциальных каскадов и всего усилителя, чем только что описанная схема.

Усиление первого каскада усилителя в интегральном исполнении увеличивается в результате замены коллекторных резисторов Rki и Rk2 активными нагрузками, имеющими сравнительно небольшое сопротивление для постоянного тока и огромное сопротивление для переменного тока. Активные нагрузки аналогичны транзистору, применяемому в качестве сопротивления переменному току и рассмотренному ранее.

Применение активных нагрузок приводит к сложению переменных токов левого и правого транзисторов, когда применяется несимметричный выход, тогда как в схеме на рис. 10.7 переменное напряжение на коллекторе VT3 ие используется, что приводит к уменьшению усиления.

Но главное преимущество, как это было подчеркнуто ранее, заключается в том, что дифференциальный усилитель в интегральном исполнении имеет на 2-3 порядка меньший дрейф нуля

10.5. ЭЛЕМЕНТЫ СХЕМНЫХ РЕШЕНИЙ

В микросхемах применяются схемные решения, поаволяюш,ие благодаря дополнительным транзисторам уменьшить сопротивления реальных резисторов и получить большие динамические сопротивления, избавиться от фильтрующих и развязывающих конденсаторов, а также иметь другие преимущества, например независимость постоянных токов от изменения температуры.

Токовые зеркала. На рис. 10.8 приведены схемы генераторов стабильного тока типа «токовое зеркало». Ток I30 задается от ис-



1 ""V

-a„o-i-

633-

Рис. 10.8. Схемы генераторов стабильного тока типа «токовое зеркало»: а - обычная; б - усовершенствованная

точников питания +Un и -Un через достаточно большое сопротивление Rad. Этот ток для схсмы нэ рис. 10.8,а I\={Un-VUn -

-UB9l)/R3d.

Все транзисторы в схемах на рис. 10.8 идентичны. Поэтому базовые токи левых и правых транзисторов примерно одинаковы. Ток для схемы на рис. 10.8, а

h-kx +1в\+1в2= (21Э(1)-Ь 1)/в1 +1б2-

Ток /г, как это видно из схемы на рис. 10.8, а, равняется 1к2 = = 2Ш(2/в2. Таким образом, отношение токов

hlh = hxB(2)l { {/«219(1)-Ь 1 ) (/bi b2) -f 1 ] :( 10.18)

близко к единице только при равенстве Ibi и /в2, равенстве /f2ia<i) и /j2ia<2) и большом их значении по сравнению с единицей.

Недостатком схемы на рис. 10.8, а является не только то, что отношения токов отличаются от единицы, но и то, что это зависит от сопротивления нагрузки. В самом деле, /2=/я2 вследствие эффекта модуляции базы зависит от напряжения коллектор - эмиттер транзистора VT2 и, следовательно, зависит от сопротивления Rh.

Схема на рис, 10.8,6 называется усовершенствованны.м токовым зеркалом, в котором почти устранена зависимость тока /г от сопротивления нагрузки Ru благодаря тому, что транзистор VT3 работает при постоянном напряжении базы, что соответствует схеме с ОБ.

Задающий ток в схеме на рис. 10.8,6 /i = /k:i-I-/b3- Ток, задаваемый в нагрузку, 12=1к2+1в\ + 1в2-1вь- Все токи, входящие в 1\ и /2, не зависят от сопротивления нагрузки, так как задаются постоянными напряжениями Мвэ1,2 и Пвэг- Следовательно, отношение /2 1 не должно зависеть от сопротивления нагрузки. Конечно, пока /?н</?за и пока транзисторы, к которым подключена нагрузка, не входят в режим насыщения,



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 [73] 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169



0.0077