Главная - Литература

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 [79] 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169

Запас устой<идости по усилени/о

Запас устойчивости по фазе -

; \ 1

Рис. 10.25. Характеристики Бодэ (в логарифмическом масштабе по оси f) для усилителя, охваченного отрицательной обратной связью

На рис. 10.25 показаны характеристики Бодэ для модуля и дополнительного фазового сдвига петлевого усиления Щ,

При некоторой частоте модуль рК = 1 (О дБ); усилитель возбуждается, если дополнительный фазовый сдвиг Аф при этом равен или больше 180°. Если дополнительный фазовый сдвиг не достигает 180°, то имеется запас устойчивости по фазе. Обычно считают желательным, чтобы запас устойчивости по фазе был не менее 45°.

Усиление петли обратной связи р/( можно представить в виде

К Усиление при разомкнутой связи

1/3 Усиление при замкнутой связи

(10.41)

Логарифмируя, получаем очевидное равенство 20 Ig (р/С) = 20 Ig л:~ 20 Ig (1/р) == /С-/С,

(10.42)

где К и К - в децибелах.

Это равенство иллюстрирует рис. 10.26, на котором верхняя кривая является идеализированной амплитудно-частотной харак-те)истикой усилителя, имеющего три полюса, обозначенных цифрами 1, 2 и 3. Нижняя кривая представляет идеализированную фазочастотную характеристику. Фазовый сдвиг для частоты доминирующего полюса fpi равен -45°. У идеализированной фазочз-стотной характеристики при логарифмическом масштабе частоты фазовый сдвиг изменяется линейно влево и вправо на одну декаду от каждого полюса, а затем остается постоянным, достигая нуля слева и 90° справа. Для наглядности частоты полюсов достаточно разнесены. Если частоты полюсов сблизить, то суммарная крутизна фазочастотной характеристики увеличится.

Пересечение горизонтальной линии, проведенной на верхнем рисунке, на уровне 1/р и амплитудно-частотной характеристики дает точку А, для которой усиление петли обратной связи р/<( = = 1 (О дБ). Из рис. 10.26 видно, что точке А соответствует фазовый сдвиг, больший 180°, поэтому усилитель возбуждается.



л дв

BOiS/ien


Рис. 10.26. Характеристики Бодэ для усилителя, не имеющего запаса устойчивости

Рис. 10.27. Эквивалентная схема усилительного каскада с корректирующей /?С-цепью

Если горизонтальную линию l/pj провести выше, то точка А сместится влево и фазовый сдвиг можно сделать меньше 180°, что приведет к устойчивости усилителя.

Отсюда можно сделать вывод, что устойчивость усилителя повышается, когда р уменьшается и усиление усилителя с обратной связью увеличивается. Следовательно, наиболее опасный случай, когда р=1 (О дБ) и горизонтальная линия 1/р[ проходит на уровне оси абсцисс.

Если понизить частоту доминирующего полюса fpi, сделав ее равной \р\ (см. рис. 10.26), то амплитудно-частотная характеристика, показанная на рис. 10.26 наклонной штриховой линией, пройдет ниже и пересечет горизонтальную линию, проведенную на уровне 11/р в точке А, которая расположена левее точки А пересечения прежней характеристики. Нетрудно заметить, что точка А соответствует фазовому сдвигу меньше 180°, откуда следует устойчивость усилителя.

Коррекция подключением /?С-цепи. Одним из методов повышения устойчивости операционных усилителей, наиболее широко применяемым, является подключение последовательно соединенных резистора R и конденсатора С. Такая цепь или подключается между коллекторами транзисторов одного из дифференциальных каскадов или шунтирует выход одного из каскадов на землю. Например, для усилителя К140УД1 применяют корректирующую цепь, состоящую из /?= 39 Ом и С=1500 пФ, которая подключается между выводами 12 я 1 (см. рис. 10.14).

На рис. 10.27 приведена эквивалентная схема усилительного каскада с корректирующей цепью.

Так как С>С„ и R мало, исключим для простоты анализа из схемы емкость С„. В этом случае получается обычная пропорционально-интегрирующая цепь, состоящая из С и R.



- Коэффициент передачи такой цепи в операторной форме

K{s)=Koil+sCR)/[l+sC{R+Rn)]. (10.43)

Данное выражение имеет нуль Zi = - l/CR, что соответствует частоте

/; = 1/2яС/?, (10.44)

и полюс Pi = - l/C{R + Rn), соответствующий частоте

/;1 = 1/2яС(7?+ /?„). (10.45)

Для частотной коррекции параметры корректирующей цепи выбирают такими, чтобы частота нуля совпала с частотой доминирующего полюса:

f.fpi. (10.46)

В этом случае на амплитудно-частотной характеристике скорректированного усилителя доминирующий полюс 1 исчезает и появляется новый полюс Г на более низкой частоте fpi. Частоты остальных полюсов остаются на прежних местах, что в общем соответствует характеристике, показанной на рис. 10.26 штриховой линией.

Коррекция подключением конденсатора коллектор - база. Другим широко применяемым методом частотной коррекции является подключение корректирующего конденсатора между коллектором и базой одного из каскадов операционного усилителя. Обычно выбирают каскад с наинизшей полосой пропускания. Например, в операционном усилителе р,А741 осуществлена внутренняя коррекция через корректирующий конденсатор С, находящийся внутри микросхемы (см. рис. 10.15).

На рис. 10.28 показана структурная схема части операционного усилителя, состоящая из двух каскадов. Между входом и выходом второго каскада подключена емкость С.

Предполагаем, что первый каскад имеет передаточную характеристику

K,{s)=Kio/{l+sRniC„i), (10.47)

что соответствует характеристике обычной интегрирующей цепи. Включение корректирующего конденсатора С увеличит емкость

интегрирующей цепи, сделав ее равной С„1 = С„1+(1-/Сг).

Полагая [/Сг]!, считаем C«i«« »(1 -/С2)С. Подставляя это в (10.47), имеем для передаточной функции первого усилителя с учетом влияния кор-Рис. 10.28. Структурная ректирующей емкости следующее вы-схема двух каскадов уси- ражение:

ления с корректирующей , /п , d \i n(\AR\

емкостью Kl (s) =/Cio/[l+si?„iC(l-A2)]. ,(10.48)-



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 [79] 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168 169



0.002